【《射频功率放大器的非线性失真分析》8800字（论文）】

射频功率放大器的非线性失真分析目录TOC\o"1-3"\h\u26900射频功率放大器的非线性失真分析 1272681.1射频功率放大器的非线性来源 1160761.1.1晶体管的非线性物理特性 282171.1.2晶体管工作状态与非线性 5271251.2非线性失真指标 7272711.1.1幅度失真AM-AM与P1dB 761571.1.2互调失真IM3与OIP3 9257851.1.3相位失真AM-PM 1156791.1.4邻信道功率比ACPR 13137691.3非线性分析方法 1429981.3.1时域分析法 15147681.3.2谐波平衡法 16在无线通讯系统中有些常见的元件也是属于一种可以造成非线性影响的部件,这些元件的主要工作功能大都是通过利用放大电路工作时的非线性而生成的,比如谐波混频器、限幅系数变换器、乘法系数变换器等。对于一个小型功率放大器来说则不同,理想的一个功率传输放大器的所有传输功率特性都应该是相对线性的。然而绝对的理想线性的PA是不可能达到的,只能尽可靠地尽量减小功率放大器的非线性和功率失真。由于各种信号放大器总是被广泛地用来应用于大功率信号的传输,所以即使它们用的是一种属于诸如A类的这样的一种所谓的线性的功率信号放大器,也必须将看成一种非线性的电子系统元件进行设计分析。本章节从非线性从何而来、如何衡量非线性以及如何分析非线性这个方面来阐述射频功率放大器的非线性失真问题。1.1射频功率放大器的非线性来源射频功率放大器的一个核心器件就是其中的主要有源射频器件-晶体管，然而恰恰电路的非线性就是来自于放大器中的晶体管。晶体管自身的一些物理方面的性质直接决定了它应该被看作为一个复杂的非线性电子元件[12]。而且晶体管在不同的运行状态下,性能上的差别也很大。所以我们在进行电路设计的过程中,根据各种应用场景的不同情况,为晶体管量身挑选合适的运行状态也是尤为重要。1.1.1晶体管的非线性物理特性晶体管的非线性是由其物理特性决定的。下面以异质结双极晶体管HBT为例，说明器件的非线性特征。HBT的输入特性：NPN型HBT晶体管处于共射极连接时的输入特性曲线如下图1.1。图1.1NPN型HBT共射极连接输入特性在输入特性中，集电极电流（2-1）晶体管内部存在着一种电流累积效应。一般来说,BE结电压是在全部结上都是均衡地分布的。实际中由于基极区域内部是没有任何电阻而存在的,当基极区域内的电流比较大时,会在基极区域内产生一定的分压,导致BE结不同的位置上结出来的电压产生差异。这时所计算出来的电流值便应该被考虑为采用一种基极分布的电阻。那么我们在式(2-1)中,考虑到了电流的堆积效应,等效的会逐渐变小,特别是对于在大的情况下应当对其进行一些修正。电流堆积效应,这样就使得输出的特性变化更加复杂,非线性化的程度也随之增加。HBT的输出特性：NPN型HBT晶体管处于共射极连接时的输出特性曲线如下图。在输出特性中，集电极电流（2-2）考虑到所测晶体管的厄利效应(Earlyeffect)，式(2-2)中的电流放大系数；与流经集电极电流需要相互进行修正。厄利效应也可以称之为基区间的宽度化和调制效应。图1.2NPN型HBT在共射时的输出特性在理想的实际情况下,可以非常确定地认为一个中性节点基区的物理宽度大小应该一直是恒定的,而实际上因为只有BE、BC结的物理存在,PN结的物理宽度大小变化可能会直接性地影响着得到一个实际的中性基点地区的物理宽度。BE结正向偏置,PN结之间宽度的反向改变等也可以被完全忽略。BC结发生反向偏置,PN结的边缘宽度方向发生了较大变化。但是因为当增大时,导致了电子基区狭窄,电子和气体空穴之间相互作用复合的放大概率就不会有所应的减小,这样就可以使得产生电流的概率放大减小幅度及其系数也会有所应的增大。同时如果是在基区浓度范围轻微变窄时所引起的或在基区范围稀释多余的的中微子浓度梯度可能会因此有所大幅度增加,那么集线器电极的最大输出输入电流就可能会因此有所大幅度增加[13-14]。所以式（2-2）可以修正为（2-3）上式中是厄利电压。在式(1.2)中,随着不断增加,呈现一个不断上升的时间趋势并逐渐地使它趋向一个恒定的值。如果在设计中充分考虑厄利效应，式(2-3)其中是一个呈现快速方向上升的波动趋势。在实际的散热器件中,随着不断上升,HBT产生在整个晶体管上的内部自热放大功耗电流增多就可能会直接受到导致使得晶体管内部的放热温度突然升高,这就可能会直接导致使得基于HBT的内部自热功耗电流通过产生自动放大的功率倍数从而减小,这被我们所统称为基于HBT的自放热效应(Self—HeatingEffect)。其中的输出特征曲线即为我们所考虑到的输出电流放大倍数的变化,因为在线性地带随着的输出功率增大而呈现下降趋势。同时自热效应还直接使得BE结的开启电压减小,使得BE结的输出特征曲线随着的增加左移,这一点从图2-2中也清楚地可以体现出来。HBT的结电容：输入输出的特点是指晶体管工作于直流或低频。随着工作频率的提高就不得不考虑到电容。晶体管的BC结与BE结中均有结电容。在功率放大器中,BC结通常进行逆向偏置,以势垒电容为主;BE结通常正向偏置,以扩散式电容为主。无论势呈电容还是扩散电容,均与PN结上的电压相关,电容值不能被当作一个常量进行处理,应当将它们作为一个非线性的电容来进行处理[15]。图1.3HBT晶体管等效电路模型图1.3为基于HBT的等效电路及其仿真模型。该电路模型中BC联结电容分别与电压输出和电流输入相互存在联系,是在常规设计中一种受到电流影响较大的非线性电路元器件。在这种晶体管中,专门研究针对的技术是普遍的线性化处理技术,以尽量减少的非线性。由于是BC结电路势垒内阻电容,HBT中每个基区的势垒参杂电子浓度最高,因此每个基区的耗尽层空间宽度也因此变化很小,势垒内阻电容的振荡频率发生变化主要可能是因为来自于集线器电极的耗尽层宽度变化。在实际工业应用中的工艺中,可以首先考虑通过采用若干种简单的解决方法或者措施应用来彻底消除集成在电极耗尽层的电极温度发生变化,比如:(a)尝试使用薄集电极,通过集中在该电极的薄层厚度逐渐增加而体积减小,使集电极完全彻底耗尽;(b)采用厚的集电极,但是为了彻底减小集中在该电极的内部参杂电子浓度,同样的也会直接使得集成的电极彻底完全耗尽。通过我们不断采用这种新的工艺控制手段和处理方法,可以非常有效地减少降低的非线性,甚至我们在HBT这种晶体管中也同样可以被非常确定地作为一个线性的稳态电容。该模型中BE结电容主要是由于少子扩散而形成,与电流的增加和大小有着密切的联系,在进行电路设计和分析时,特别是在高频情况下,必须充分考虑它对其非线性所带来的影响。1.1.2晶体管工作状态与非线性以上就从晶体管的物理性质来阐述晶体管的非线性。无论是从输入和输出的特性曲线,还是由于连接到结电容而受到相当于输入和电流的影响,都已经可以清楚地看出一个晶体管在不同的工作状态下,其非线性的呈现方式也是各不相同的。在设计功率放大器时,必须认真地选择一个晶体管的正常工作状态[16]。晶体管的正常工作运行状态有赖于直流电源工作点。偏置位置的各种差异都会对线性程度、效果以及噪音产生影响。当然,在功率放大器的设计过程中主要出现的问题就是线性与效率,噪声并非是首先需要考虑的重点。图1.4晶体管直流工作点在图晶体管的曲线中有个工作点——A、B、C、D。（1）工作点A为A类线性放大器所选定的直流工作点。这种类型的放大器线性程度最佳,但是因为它们的工作点产生的电流相对比较高,效率相对比较低。在可以为了使得信号能够实现线性地放大,可以牺牲了效率的情况下,可以考虑选择一个工作点A。通常在多级功率放大器的设计中,因为前级放大器本身的功率损失占整个放大器总功耗的比例很低,所以我们可以适当放宽前级功率和放大器有效性的要求,在其中采用A类放大。（2）工作点B点就是用于AB这类直流放大器所需要选定的直流放大工作点。AB这种类型PA的虽然静态电源工作点偏置相对较低,但由于电源输出的自偏置波动效应依然存在,放大器的静态工作点偏置可能会随着电源输入和输出功率的波动变化等而发生较大改变。这种工作方式直接影响着各工作点的输出频率和输入容量不断变化,在BJT/HBT等多种工艺直流放电扩大器中,表现最突出的是当平均输入电流功率迅速增大时,流经该工艺放大晶体管的平均输入容量和输出电流也可能会随之迅速增加,即使该工作中的点将自动地迅速上升或达到一个A工作点附近。因此用该类型的超大功率电流放大器一般可以在小型大功率进入输出的工作情况下,工作点的电流低,提高了工作效率;在同时采用一个大功率进出输入的工作情况下,工作点上的温度明显升高,提升了工作线性。所以AB类型的高频PA目前市场应用极其广泛。（3）工作点C是在低噪声、低功率的应用中选定该工作点,低噪声放大器LNA(LowNoiseAmplifier)常选定该工作点[17-18]。由于晶体管中主要的噪声来源分别为电流散弹性噪声(ShotNoise)和闪烁性噪声(FlickerNoise)而且这两种噪声均与电流的大小密切相关,电流越高则噪声就愈加强烈。LNA位于接收器系统的前端,输入信号的强度很低,输出信号的强度也并没有很高,不必再需要较大的电压摆幅,可以减少偏置的电压,降低功耗。所以工作点C是的LNA最好选项。（4）工作点D具有个两个方面的应用。一方面是低噪声、高功率增益的应用中所需要选定的工作位置。D点相对A点,虽然绝对噪声较高,但同时其跨导大、功率性能增益高。所以整个元件的噪音系数比增大了很少,有高度增益需求的LNA可以考虑选择这个偏置的位点D。另一方面,在多级功率放大器的设计中,也可选择D点来作为第一及功率放大器的工作点。通过与外围电路的配合,前级放大器的工作位置会随着输出功率的加快和减小而向左转移。该特性可作为整个功放的最前级预失真。1.2非线性失真指标对于一个线性系统来说，系统的特性可以用传递函数来表示。由于和随频率变化，导致传输信号的失真，这种失真称为线性失真。当一个输入比较小的时候,输入与输出之间是接近于线性的关系;当逐渐增大时,输入与输出之间的线性逐渐偏离。这种偏差是属于非线性的失真。射频功率放大器是一种属于非线性系统,会在电路中出现一些诸如饱和、谐波、交调等不良的非线性情况。为了衡量一个功率放大器在各种情况下的非线性和不稳定的失真度,需要一个可以被量化的指标,这个也就是非线性和失真程度的指标。1.1.1幅度失真AM-AM与P1dB幅度失真AM-AM(AmplitudeModulation-AmplitudeModulation)是一种广义泛指信号输入和以及信号输出功率之间和信号输出以及信号输入功率之间的非线性失真关系[19]。例如,当放大器在一个小功率的输入电路中工作时,此时的功率增益被统称为微型信号的增益。随着输入功率的提高,放大器的非线性也愈发突出,输入功率也不再会因为输入功率提高的幅度而产生线性的变化。当增益减少或下降至比较小信号的增益减少1dB时,此时的输出功率被统称为P1dB压缩点的输出功率,记为P1dB或者。类似的,当增益降低到比较高3dB时,输出功率标记为。图1.5AM-AM与P1dB如图1.6是在ADS上设计了一个工作在850MHz的功率放大电路得到的AM-AM仿真结果，选用的晶体管型号为BFG591B。图1.6是仿真得到的小信号线性输出功率增益，图1.6中的左边是放大电路AM-AM曲线，该曲线是通过实际输出功率增益与理想输出功率增益做比值得到的，通过图1.7中曲线的数值可以看出，当放大电路在输入功率为0-11.5dBm的区间，大于0.908表明放大器还处在一个比较线性的工作状态，而当输入功率大于11.5dBm之后，AM-AM曲线低于0.9，放大电路的非线性越来越明显，线性度变得更加恶劣。故在实际放大电路设计中，幅度失真AM-AM是一个可以衡量电路线性度的一个显著且重要的指标。图1.6放大器的AM-AM仿真图基于1dB压缩点测试模块进行仿真。测试模块如图1.7。图1.7ADS中的测试1dB压缩点图1.9放大器1dB压缩点如图1.9是ADS中仿真得出的1dB压缩点，可以清晰的看到放大器随输入功率的增大而产生的幅度失真，图1.6中m1点和m2点就是上述中提到的增益下降到比小信号增益低1dB，当一个输入功率值变化为-9dBm时得到了1dB压缩点，此时的1dB压缩点输出功率接近于0。1.1.2互调失真IM3与OIP3互调混合失真主要原因是由于多个处于不一样频率段的信号相互激励作用在一个新的PA而直接产生的一种混合失真分量,它主要原因是由于这个PA本身具有非线性[20]。因此,当它们对系统性能发挥了不良影响时,就被我们通常称之为因为信号相互调制造成的干扰。当频率为和的2个功率相等(功率均为P)的信号输入时，在输出的信号过程中将会产生许多频率的分量：其中=0,±1,±2,…,互调的频率阶数定义为。当和都是比较小时，m=2,n=-1的互调频率,这2个互调频率非常接近基波频率和的频率。此3阶互调的功率即为IM3（OrderIntermodulation）。在实际的通信应用中,这2个无线频点往往都可能是全部落在进行无线通信的某个频带之内,难以被无线滤波器及时进行精确滤除,所以这个IM3的质量指标就是非常重要的,对于无线信号的滤波质量而言,互调率的IM3越小也就更好。图1.10IM3和OIP3在高频功率滤波放大器中,基波功率和3阶互调随着基波输入功率的所改变而幅值也会有所一样的改变。3阶段互调功率伴随着滤波输入输出功率的增加上升幅度比基波功率值的上升幅度更大。如图1.10S所示将一个基波信号的一条线性基波输出输入功率扩展特征与一条三阶基波互调线中IM3的扩展特性相连续后并进行二次延长,扩展后再将该线的两条相邻两个交点逐渐变成一条三阶互调线的截止点称为IP3,此时位于该截止点的线性输入功率特征值为OIP3[21]。三阶互调干扰度的度量指标,能够准确地反映各种PA的非线性特点。所以当输入的功率达到一定值时,三阶互调截止点的输出功率值越大,功率放大器的线性程度也就越高。1.1.3相位失真AM-PM相位失真AM-PM(AmplitudeModulation-AmplitudeModulation)指输入信号功率与输出信号相位间的非线性关系[22]。下图是一个实际功率放大器的的AM-PM在不同频率下的特点。图1.11功率放大器的AM-PM从功率放大器图中我们可以清楚地看出:在小功率信号的输入下,所有输出的信号都要相位恒定;例如,当一个输入信号的强度被增大或减弱到一定频率时,就会导致输出信号的相位产生变化,而且这些信号在不同频率下的相位也会变化很大。这种变化会造成如下问题。(1)由于功率放大器的输入,在不同频率下的相移不同,对于一些需要充分利用相位信息的调控方式而言,容易造成错误编码。(2)输入功率的强度发生变化不但改变了输出信号与放大器之间的相位,更是改变了,从而使输出信号在各个频率下都发生了群延时,并且给其带来了包络信号的丢失和错误。问题（2）产生的原因来源于放大器的相位特性。如图1.12是理想线性放大器传输特性图1.12理想线性放大器传输特性一个带宽从到的理想线性放大器的传递函数如图1.8所示。理想放大器传递函数的幅值在外到之间为常数，相位在到之间呈线性关系。因此；可以表示为（1.4）其中C为正负频率极性常数代表的频率幅值；是相位频带的频率中心点，为一个频率常数所示的幅值代表一个相位斜的频率，为中心频点的当时相位。当驱动放大器的两个同时输入信号频率值变化为，其中一个载频包络是在驱动放大器的一个慢速频带内，为慢速频率变化的载频包络输入信号。输入信号的Fourier变换记为（1.5）经过理想放大器后输出的Fourier变换（1.6）经过Fourier反变换（1.7）由上述方法我们可以知道,经过一个理想的放大器后,载频会产生一个转换。包络信号的形状保持不变,只是延迟了。可见当信号的相位和频率伴随着角度频率的转换变化为正常值时,系统只会产生一个集群的延时,扩散量,,而不会直接改变信号包络的长短和形状。如果不为不变的量，经过信号放大器后,该信号包络会发生变异,产生失真。图1.13放大器的AM-PM曲线如图1.13是在ADS上设计了一个工作在850MHz的功率放大电路得到的仿真结果，选用的晶体管型号为BFG591B。图中我们可以清楚地看到上图是一条相位差的曲线,该放大器的相位差随着输入信号的变化而产生非线性的相位差变化。通过下图的AM-PM曲线和图1.14的数据可以很清晰的看到：当输入功率从0增加到12dB的时候该放大器的输出的相位偏移是在不断增大的，相位差从0.1一直增加到了将近0.55degree/dB;而当输入功率大于12dB时，该放大器的相位差开始减小。这就是通常所说的调幅—调相失真。1.1.4邻信道功率比ACPR邻信主通道的泄漏功率的对比值为ACPR(AdjacentChannelPowerRatio)亦然也可以直接简称成其为邻近主信道与其泄漏能力功率的对比函数ACLR(AdjacentChannelLeakageRatio)其中被广泛定义的值为邻近主信道的泄漏功率和邻近主信道泄漏能力之间的绝对比值,用于计算测量对于邻近主信道受到干扰的能力影响程度大小[23-24]。图1.14邻信道泄漏比ACLR示意图当向射频主信道上一点施加一个射频信号后,就可能会将所有的射频功率都全部泄露并传给了处在相邻两个射频主信号通道之间的射频通讯。邻信号通道输出功率的实际产生主要认为有2个影响因素。首先一个原因可能是由于功率放大器的非线性辐射效应而逐渐产生了新的功率频谱滤波分量从并掉落辐射到我们邻近的射频信道中。其次就是由于每个主通道的射频信号本身在整个频谱上总是具有较大的几个旁瓣,频谱上的这些旁瓣信号会直接落入其他通道邻近的讯号信道。特别是在CDMA调制中,常采用ACPR指标。对于窄带信号,可以通过采用双声波信号测量和互调的指标方法来判断和评价发射器的失真。而CDMA信号是一种采用宽带调制的信号,双音频率测试也并不被广泛应用,因为单个信道本身的频谱分量就会导致其产生互调,而且这种互调的产物就往往会掉到相邻的信道内。由此我们可以清楚地看到,CDMA这种宽带信号互调导致的问题较窄带信号更为复杂,ACPR与非线性失真所导致的互调结果产物紧密地息息相关,适宜于测量CDMA发射机的非线性失真。1.3非线性分析方法在一般的线性功率信号放大器中,必然地每个元件内部同时包括线性元件和非线性元件,因此对于线性元件的功率分析计算方式在对于线性功率信号放大器的元件分析中不能完全得到适用。目前我们已经逐步开始研究提出了许多具体的非线性能量分析方法,例如谐波时域能量分析法、幂级数法、谐波能量平衡法、Volterra和幂级数分析法。这些频率分析方法中,有些方法是从一定的不同时域频段来面去进行频率分析,如采用时域频率分析法;一些则是同时从不同的特定时域和不同频段上面来进行频率分析,例如采用谐波频率平衡法、Volterra级数分析法。但是非线性集成电路中所需要包含的各种物理现象和解决问题却很复杂,这些各种解决问题方法均仍然存在它们的很大局限性。非线性集成电路的应用理论与技术分析电路技术及其方法论的研究目前仍然认为正处于一个新的技术发展历史阶段。1.3.1时域分析法在时域分析方法中,对于线性元件和非线性元素都是一种可以直接采用时域内进行描述的方法[25]。利用基尔霍夫电压波动定律或基尔电流波动定律,建立了一个描述各种集成电路线性运动系统行为的线性状态系统方程,从而我们可以直接得到整个集成电路的非线性运动系统状态方程或数组。通过直接的数值计算或者者说是间接数值的计算方法,可以有效地通过分析计算出控制电路的各种瞬态、稳态。就是一种著名的射频时域信号分析控制技术,在各种射频微波器和射频集成电路的工程设计中已经得到应用十分广泛。下面以一个例子说明时域分析法。图1.9含非线性电阻、电容的电路示意图图1.9中表示为线性电阻，为非线性输出电阻，为非线性输出电容。该用于分析的电路示意图类似于晶体管的结，对应基区体电阻，对应BE结电阻，对应BE结电容。非线性电阻与其之间的电流和电压相互关系为。非线性输出电容的电荷电压关系为，电容的电流。易于得到描述整个电路工作状态的方程组式可表示为（1.8）利用数值计算的方法，如牛顿拉弗森法(Newton-RaphsonMethod)，可以求解上述方程组。时域分析法虽然需要求解的过程很复杂,但是对于电路的描述却十分直观,物理概念清楚,比较适合应用于集总参量电路的分析。然而,在分布式参数电路中,时域分析法并不容易被广泛应用,因此这种分析方法大部分被应用于低频、高速模拟电路和数字化电路。1.3.2谐波平衡法谐波平衡法（HarmonicBalanceMethod）的基本思想也就是:把一个非线性的子电路谐波可以区别分解出来成为非标线性子谐波电路或者非标的线性子谐波电路两个组成部分,如图1.10所示。在线上磁性子整流电路与非线性子整流电路中所有相对应的1至N个不同端口上,以各个不同端口中固定电压的各次电流谐波数值分量参数作为电流变化的谐波数值,使得各个不同端口上的各次电流谐波参数分量中的电流都完全相等。这样就我们可以首先建立一个关于谐波波