【《三相电压型逆变器控制方法研究》15000字（论文）】

三相电压型逆变器控制方法研究摘要本文采用在LCL滤波器的基础上，对于输出的电流谐波、电路的稳定和动态性能问题，来分析三相电压型逆变器的工作原理。首先分析了一般逆变器数学模型，然后分析了带有LCL滤波器的逆变器的数学模型，在LCL滤波器基础上，使用了单闭环电流控制方法和双闭环电流控制方法，并且在Matlab软件上建立了对应的仿真电路，得到以下一些结论：1基于LCL逆变器并网电路传统的控制方法会使系统不稳定，但是加入阻尼电阻后，系统就会变得比传统电路稳定，输出电流波形也较好。2使用了双闭环控制可以增加并网逆变器电路的稳定性能，在电感参数的取值一致的条件下，分别采用有源阻尼和无源阻尼进行对比仿真实验，结论说明设计了有源阻尼双闭环的电路系统，系统稳定性能比无源阻尼电路系统好一些。关键词：PWM逆变器；matlab仿真；LCL滤波器目录TOC\o"1-3"\h\u19511摘要 绪论1.1三相电压型逆变器的背景在全球能源储量不断下降和环境一天不如一天的情况下，现在全球要面对的最大的问题是能源和环境[1]，清洁和可再生能源的开发已经成为各国重大关心点。现在我国的经济的快速发展，中国一些地区的电力短缺问题已经很严重了，有些城市实在没有办法只能短时停电。为了长期供应电力，对于绿色能源进行可持续发展战略和开发新能源是非常重要的。尽管如今人们对能源需求越来越大，但煤炭等许多一次能源和其他可支配能源的使用还在越来越少，但是这些依次能源的应用对环境造成了极大的损害，为了防止环境越来越被污染，缓解能源危机，研发潮汐能等一些新能源的使用是我国眼下最急切的，但是对于这些新能源的利用，也存在不足和困难[2]。由于中国拥有足够的太阳能、风能，因此可以说这是发展中国生态友好型能源产业的良机，而这并不能全部解决，在此过程中，并网逆变器是人们一直在寻找发展电力电子技术的绿色道路。对于逆变器来说，“绿色”是指非谐波，单位功率，其中包括高效，高性能。因为PWM转换器中效果最好，价格也实在，功率好，几乎不会造成信号干扰，所以它在整个市场中占有重要的地位。因为PWM转换器可以使其波形较好，接近于正弦，可以调节功率因数，并且几乎不含有其它频率的电流波形，因此誉名“绿色电能转换”。现在它已经成为全世界被重要关注的研究点[3]。1.2逆变器的研究现状1.2.1PWM逆变器的研究现状太阳能和风能发电系统主要由光伏发电阵列，换气扇和并网逆变器组成，在可调电路中，电池安装为蓄能装置，下图所展示的是上述所说的电系统，通过逆变器与电网相连，到了白天，有足够的阳光就可以提供太阳能转换为电能给负载[4]，此外，可能还能有剩余的能力向电网补给。在夜晚和没有太阳时，就没有太阳能，需要的能量负载只能向电网索要。图1-1并网系统结构图随着PWM技术的深入研究和迅速发展，逆变器的发展也找到了新的突破口和提高点，一种基于PWM的逆变器被研发出来了，在80年代之前，这种逆变器并没有受到广泛关注与应用，是因为那时候电流谐波问题没有现在这么严重和电力电子设备的研究也很不成熟。在80年代之后，这种逆变器成为了研究的热点是因为开关设备等电力电子设备的成熟[5]。随着一些PWM控制的方法和PWM控制技术的发展，以及现在好的控制理论和自动控制技术，使得PWM逆变器的性能越来越好，其功能也越来越多。这些年PWM逆变器是国内外专家学者的重大研究热点，因为它可以应用于各种电力电子系统并且被广泛应用。经过30多年的研究，PWM逆变器性能等一些方面均取得了阶段性成功，其主电路是首个半控制设备桥，首先从最简单的单相开始研究，再到三相、多相组合和多电平电路，说明PWM逆变器性能越来越好。随着PWM逆变器技术的发展PWM也用于开关控制，各种PWM逆变器的设计和分类如下。1.电网中的相数：单相、三相、多相。2根据PWM开关调制方式：硬开关调制，软开关调制。3.根据电路结构分：半桥结构和全桥结构。4.根据准备级别，第二，第三和多层电路。现在各种功率大小已经有对应着各种PWM逆变器，并且专家学者还在研究对应各种功率大小的PWM逆变器。在低功率系统中，最重要的是研究如何降低开关损耗。PWM逆变器的开关器件有六个，包括三相电压源PWM逆变器，其研究主要集中在多级拓扑和软开关技术上。PWM逆变器主要用于高压和大容量应用[6]。其他软开关技术（ZVS，ZCS）近年来，作为电压源的PWM逆变器设计已得到广泛评估，并迅速发展，例如降低了损耗。开关，抑制电磁干扰和降低噪声的方法，但是对于电流源PWM逆变器的软开关技术的研究相对较少，因此需要进行更多的研究。由于直流储能模块的区别，分为电压型、电流型PWM逆变器，它们在电路结构中有各自的特点，PWM信号都有各自产生的方法，PWM信号控制方法也都不同。电路拓扑具有独特的特性，并且它们之间的电路具有双重性，在分类中主电路拓扑一般都可以分为两类：电流型PWM逆变器、电压型PWM逆变器。*电压型逆变器：下图是单电源电压源转换器的主电路结构。电压源转换器通常在直流侧连一个能够在整流后是电流平缓的电容器。它输出一系列矩形波电压根据设备的切换操作方波的幅度被插入到电压，逆变器的电压源。该逆变器的用途对角线对角线T2T3以形成两个的开关通过交换两个开关，产生正负的矩形电压。出口到负载级进行操作。由于控制目的是不同的，有各种控制方法，例如矩形波逆变器控制和正弦波PWM逆变器控制。图1-2单相逆变器原理图1.2.2基于LCL滤波的PWM逆变器的研究现状电压源PWM转换器具有多种优势，能量可以在两个方向流动，功率因数还可以控制使其稳定，输入电流波形比较好，直流电压上下波动比较小等有点使其得到普遍应用。尤其是随着我国风力技术的大力发展，所以风力发电系统得到了重大的关注，使其成为了我国的研究热点。风力发电系统和电网的连接之间有一个“背靠背”的双向变流器，它的作用是风力发电系统向电网回馈电能。三相电压型PWM整流器的拓扑结构是风力发电系统变的首选，但是它有一个缺点，它的开关器件的开关频率很高，会对电网产生谐波干扰。当谐波进入电网时，也会在电网的负载上产生损耗。降低开关频率和高倍谐振的方法是通常使用传感器来进行滤波，放大滤波器的电感值降低了噪声。如果整流器的输出比率过高就会使交流侧电阻的有功功率损耗升高，而且随着电抗器的电感值越大，体积和重量就越大，成本越高，不利于在实际中的应用。在1995年，M.Lindgren和J.Svenson就提出了单个传感器被LCL滤波器代替，来解决以上的问题。并且在相同的谐波需求下，与纯响应滤波器相比，电感值较之小，并且可以改善动态响应[7]。但是，LCL滤波器本身存在存在一个缺点就是会发生谐振，因为PWM整流器就像谐波源一样发出谐波使得滤波器发生谐振，因此系统变得不稳定和输入电流的谐波失真率增加。为此学者们提出了一些解决LCL滤波器谐振问题的方法就是在电路中增加阻尼，阻尼有两种，无源和有源阻尼。它们都能抑制滤波器的谐振。但是无源阻尼会造成功率损耗，因此会降低系统效率，不适合大功率系统，有源阻尼则相反。因为LCL滤波器有分流的作用，这样会使电流控制系统从一一阶电路升高为三阶电路，使其控制系统更加复杂，此外，LCL滤波器的总电阻会因为在一些高次谐波电流的作用下趋近零并且产生谐振，影响系统稳态性。所以，现在最重要的是如何抑制LCL滤波器的谐振。该谐振一般是通过加入阻尼的策略进行消除。加入阻尼的策略通常有两种，加入无源阻尼或者加入有源阻尼。无源阻尼：在电容分支上串上一个电阻来形成无源阻尼,方法稳定可行，结构简单，有较好的的电流波形，没有高次谐波电流，系统稳定，但是有一个缺点就是会在增加的电阻上产生有功功率损耗，这种方法在工业中普遍应用；有源阻尼[8]：通过修正控制算法来消除共振的能力并且使系统达到稳定，与无源阻尼方法不同，它没有在电阻上的功率损耗问题缺点就是增加了控制系统的复杂性。因为没有无源阻尼方法带来的电阻损耗，节约能源，增大功率，所以现在有源阻尼已成为一大研究热点。普遍的一些方法有超前网络法，虚拟电阻法等这些方法都是在有源阻尼法的基础上想出来的。基于LCL滤波器的PWM整流器控制策略的还有一个研究的重大关心的问题就是不平衡控制，不平衡控制的方法有三闭环控制方法等。现今基于LCL滤波器的PWM整流器的比较前沿的控制方法：（1）基于无源阻尼的电流控制方法（2）基于有源阻尼的直接功率控制方法（3）基于无源阻尼的无差拍控制方法（4）基于三闭环的电网不平衡控制方法[9]。（1）电流控制方法这种方法是通过电流反馈通过闭环控制直接调节电流，它的特点是动态响应快，几乎不受系统参数的影响，是一种常用的电流控制方法，缺点是系统在什么调节器作用下不能稳定。该问题最简单的解决方法就是加入无源阻尼使PD衰减谐振峰值，提高系统稳定性。（2）功率控制方法由于其快速的动态响应和简单的原则，直接功率控制已经被广泛应用在PWM整流器中，然而，因为传统的直接功率控制不能使用双闭环电流控制，即不能用有源阻尼法。但是在2005年，LASerpa，JWKolar，S.ponalluri和pmBarbosa提出了直接输出控制策略[9]可以使用有源阻尼方法来抑制LCL滤波器的谐振，它是基于一个虚拟的直接功率控制磁流链接，该系统虚拟磁铁连接通过测量侧电压和估计提供交流侧电流和直流直流电流。计算系统的有功和无功功率。偏差和规定的值进行比较后，发送给开关状态选择表产生一个控制脉冲，该控制策略是采用基于有源阻尼的直接功率控制方法。虽然有源阻尼方法给出了电压或电流的参考值，但是基于有源阻尼的直接功率控制方法只能给出功率参考值，因为它没有电流内环。谐振解决的方法是把转化而来的功率参考值减去阻尼分量[10]。这种方法的优点就是不用坐标变换，直接采用简单的静止αβ坐标系进行控制计算，还可以对无功进行调控，其结构和算法都非常的简单；规避了PWM复杂的算法，直接查表找参数值，动态响应快；而且可以不用电网电压传感器和交流侧电流传感器，节省了成本。（3）无差拍控制方法为了快速把磁场导向控制进行数字化，MichaelLindgren和Jansvenson于1998年研发出了无源阻尼的无差拍控制[11]在2004年，艾米丽·奥杰（EmilyOJ）提出了由Bueno，PhilipAspino等人改进的基于无源阻尼的无差拍控制方法，在这种方法中，电网电压传感器和交流侧电流传感器都只需要一组，通过状态观测器就可以观测机选得到其他的参数值。用无源阻尼方法抑制系统的谐振，改进的基于无源阻尼的无差拍控制方法可以提高控制效果，它是用通过把电容器的输出电压反馈到控制策略；这种方法的优点是减少了使用传感器的数量，节省了成本，而且只需要知道电网电压和交流侧电流，剩余需要的参数值通过状态观测器计算得出。基于无源阻尼的无差拍控制方法具有更好的动态性能是因为脉冲宽度可以随着当前的电路状态的变化而变化，实施跟踪性能。（4）三闭环控制方法在系统的应用中，三相电压不是像理想中那样的三相对称，三相之间总会有一些不同，所以如何使三相对称也是一个研究的热点，因为三相不平衡电压会引发出现低频电流谐波[13]。在2003年，ErikaTwining和DonaldGrahameHolmes提出的基于三闭环的电网不平衡控制方法[12]。其实这是第一次对于三相不平衡电压提出的控制方法。因为是电压单闭外环控制和电流双内环控制，所以为三闭环控制。外环控制直流侧电压，内环控制网侧电流和电容电流。电网侧的有功功率的输入是是电压调节器的输出值，三相电容电流的输入值是电网侧电流调节器的输出值经过经坐标变换后的数值，网侧电流与交流侧电流合成的电流值需要反馈给三相电容电流。然后，电容电流的电流需要值经过三个比例调节器后，在作为SVPWM的电压控制信号。这种方法的优点是提高了系统的稳定性，因为采用了电容电流内环控制，但是缺点是该方法还需要增加三组传感器，使其成本提高。由上述的结论可知，基于无源阻尼的无差拍控制方法是研究出来较早的控制方法，它是为了促进矢量控制数字化的实现，同时它需要的传感器较少，节省了成本，但是它不能用有源阻尼方法，只能用无源阻尼方法，所以减少功率损耗成为了今后研究的热点。基于三闭环的电网不平衡控制方法是专门针对三相电压不平衡提出的，这种控制策略对不平衡电网电压有较强的抑制性，但是由于是三闭环控制，控制器复杂且难设计[13]；直接功率控制是近年来较为新颖的一种控制策略，它是从常规三相电压源型PWM逆变器的控制中延伸而来，它的优点是控制原理和结构简单，参数值可以采用查表查找，但是它的缺点是因为开关频率不固定，会出现波动，就会不好怎么选择滤波器参数。电网电压不平衡控制和便于数字实现的控制将会成为研究的重点。1.3本课题研究的主要内容如今对可发展的绿色能源的使用率在不断增长，变流器在实际生活中使用率也不断增长，怎么样才能使变流器变换出来的电能质量稳定已经成为现在的关键点。先要确定电网电压，接下来就要想如何使电流波形和电流质量较好，减少电路谐波传统的滤波方式是单电感滤波，它是在逆变器串联电感之后在与电网相连，但是这种传统的方式有很大的缺点就是在开关频率低的大功率逆变器的场合中，这样就会使得电感值变得较大，增加了机器的体积和成本，为获得更好的滤波效果，本文就用了性能比传统滤波方式更好的LCL滤波电路，并且做了两者的研究比较，在比较中，主要内容如下。首先介绍了LCL滤波器的研究现状和背景。在此之后，简要介绍了逆变器的工作原理和它的数学模型，然后也分析了LCL滤波器的工作原理和数学模型，把静止坐标系中三相对称的基波正弦交流变量变换成为旋转坐标系中的常量又为直流量，这是因为通过了坐标变换，目的就是为了使系统更好控制。后面还介绍了LCL滤波器的参数设计、谐振抑制方法、滤波性能的影响、参数设计的约束条件，对基于无源阻尼的单闭环电流控制和基于有源阻尼的双闭环电流控制这两种控制方法还进行了分析。最后，选取了两种控制方法需要的参数值，然后对基于无源阻尼的单闭环电流控制和基于有源阻尼的双闭环电流控制这两种控制方法在Matlab软件进行了仿真，通过两种电路仿真波形比较，确定带有LCL滤波器的电路可以有效抑制输出的谐波分量，能够提高系统的稳定性。2PWM逆变器的原理及数学模型2.1逆变器的工作原理按书上的理论来说一个三相逆变电路可以由三个单相逆变电路组成，在三相中，电压型三相桥式逆变电路是应用最广泛的，它的开关器件是用IGBT作为基础的，电路如图所示图2-1三相桥式逆变电路图如图所示，通常在直流侧只有一个电容器，为了便于分析，两个电容器串联连接。代表虚中心点，如单相电桥和全电桥逆变电路电压型三相电桥反射电路的基本工作模型为180°。同一相的上下臂在同一中间交替导通，相与相之间的角度依次为120°，在这种情况下，在同为上桥臂或同为下桥臂的三个桥臂导通，又可以是在上下桥臂中，有一个桥臂加上两个桥臂这样组成三个桥臂导通。下面是逆变电路波形的分析，因为V、W、U三相的工作情况一样，先拿U相举例来说，当桥臂4处于导通时，桥臂1就要处于断开状态，，当桥臂1处于导通时，桥臂4就要处于断开状态，，因此，的波形是幅值为的矩形波，同理，、的波形也是矩形波，大小幅值一样，互差120°。负载线电压可由下式求出（2-1）该电路中性线的电压为，则U、V、W三相的相电压分别为（2-2）把上面各式相加可求得（2-3）设负载为三相对称负载，则有，故可得（2-4）的波形为矩形波，幅值为1/3倍的，为。当负载参数设计好时，电流的相位可以根据设计好的负载阻抗值的求出来，这样就可以画出电流的波形。在电桥臂换路过程中，电桥臂1从导通状态转换到断开状态时，电桥臂4就要处于导通状态，根据电路理论，电感电流不能突变，所以先要处于续流状态，等到负载电流降到零并且电电流开始反向的时候，电桥臂4才能在导通状态，并且的续流时间和负载阻抗角成正比。当时为导通状态，也为导通状态。、、波形和形状一模一样，只是互差120°。电流的波形可以把电桥臂2、4、6的电流合在一起就能得到，电流会脉动，而直流侧电压几乎是不变的，这是因为是把直流逆变成交流，根据电路理论，电流变化，电压不变，所以传送到直流侧的功率也是会脉动的，是变换的，并且和电流的变化一样，这也是电压型逆变器的一个特点。下面把输出线电压展开成傅里叶级数进行定量分析，得：（2-5）式中，k为自然数输出线电压有效值为：（2-6）其中基波幅和基波有效值分别为（2-7）（2-8）下面对展开成傅里叶级数进行分析得：（2-9）式中，k为自然数负载相电压有效值为（2-10）其中基波幅值和基波有效值分别为（2-11）（2-12）在三相桥式逆变电路中，为了防止上下两桥臂的同时导通，例如桥臂1和桥臂2或者桥臂3和桥臂4都处于导通状态引起了直流电源的短路，使其电路损坏，所以要实施“先断后通”的方法，意思是必须先将其闭合然后再连接。换句话说，对于要关闭的设施，必须首先切断信号，然后要给出一定的时间让它完全关断，最后将通信信号发送到要启动的设备。要在关断信号和和开通信号之间留一个短暂的时间，开关器件的速度决定了时间的长短，开关速度和时间成反比，该方法也适用于其他电路。所以，半桥、全桥电路也应实施这种“先断后通”。2.2基于LCL滤波器的PWM逆变器数学模型图2.5是这种电路结构展示。主要组成器件有：三个电阻和三个电感L在电路结构的左边，三个电阻和三个电感在电流结构的右边，在三个电阻和三个电阻中间连着三个电容器，三个电容器之间的接法星型连接起来的。电抗器L有升压、滤波及能量交换一些功能，电网对消除高次电流谐波的要求是用、的功能来满足的。图2-5LCL滤波的高频PWM逆变器拓扑结构取单相LCL滤波的PWM变流器结构进行分析:图2-6LCL滤波器的单相拓扑结构可得其在连续静止坐标系下的数学模型为：（2-34）（2-35）（2-36）上式中：us代表的是电网电压，uc代表的是电容器电压，u2代表的是整流器电压，is代表的是电网电流，ic代表的是电容器电流，i2代表的是整流器电流。由上面三式和之前说明的一些函数定义，由此可以推出这个PWM整流器的数学模型：（2-37）（2-38）（2-39）在上式中：udc代表的是直流侧电压，Rl代表的是负载电阻，C代表的是电容。由于基尔霍夫电流、电压定律可以得到静止坐标系下a相、b相、c相的方程：a相：（2-40）b相:（2-41）c相:（2-42）在上式中：usa代表的是交流a相电压，usb代表的是交流b相电压，usc代表的是交流c相电压；uca代表的是电容a相电压，ucb代表的是电容b相电压，ucc代表的是电容c相电压，ura代表的是整流器a相电压，urb代表的是整流器b相电压，urc代表的是整流器c相电压，ia1代表的是电网a相电流，ib1代表的是电网b相电流，ic1代表的是电网a相电流，ia2代表的是整流器a相电流，ib2代表的是整流器b相电流，ic2代表的是整流器c相电。经过整理可得采用LCL滤波器的状态方程:（2-43）从上述说明，滤波器的方程是一个阶数为九阶的高阶方程，阶数越高，控制系统就会越复杂，控制器就会越难设计，这个时候就必须得进行降阶处理。所以，就需要进行abc→αβ变换，即把式（2-37），（2-38）中的两个方程转换，转换后的方程整理可得：（2-44）同理，把（2-41），（2-42）中两个的方程组进行转换，即αβ→dq坐标转换，转换后的方程整理可得：（2-45）在上面式子中：代表的是基波角频率，usd代表的是电网电压直轴d分量，usq代表的是电网电压交轴q分量，ucd代表的是电容电压直轴d分量，ucq代表的是电容电压直轴q分量，urd代表的是整流器电压直轴d分量，urq代表的是整流器电压直轴d分量，i1d代表的是电网电流直轴d分量，i1q代表的是电网电流直轴d分量，i2d代表的是整流器电流直轴d分量，i2q代表的是整流器电流直轴d分量。图2.7所示的LCL滤波器的结构图是从矩阵（2-45）获得的，这是为了通过矩阵给出精确的磁场导向控制来使us和is[17]同步。从以上说明，LCL滤波器的PWM整流器是一个非线性、强耦合、高阶的多变量系统。2.3锁相环节的工作原理由于只有在变流器变换出来的电压和电流处于相同的频率和相位时才能连接电网电源，因一样此在控制器的设计中来必须设计一个PLL。锁相环是一种反馈电路，锁相环的英文简写是PLL。它的功能是使电路内外部设置的频率相位，它还有输出可以自动跟踪输入的频率的功能。所以它一般用于闭环电路中。PLL的工作原理是当输出信和输入两个信号的频率一致时，输出与输入电压之间的相位差就不会变化，永远是一个固定的值，当输入电压的相位不变时，输出电压的相位也不会变，它们两个会一起增大或减少同样的相位。PLL是很有用的同步电路，因为数据采集系统可以通过PLL的数据采集板共享相同的采样时间。所以，所有板卡上各自的本地80MHz和20MHz时的相位都是同步的，从此得知采样时钟是同步的，所以每块板卡的采样时钟都可以严格地同时进行数据采集。锁相环的基本结构：PLL是一个由三个基本部分组成的相位反馈自动控制系统：一个鉴相器（PD）、一个环路滤波器（LPF）和一个压控振荡器（VCO）。其组成方框图如下所示。图4-6锁相图的基本方框图锁相环的工作原理：1.采集并分频VCO的输出；2.基准信号和压控振荡器输出的信号一起输入PD；3.PD通过比较基准信号和压控振荡器输出的信号的频率差来决定输出一个直流脉冲电压；4.控制VCO，使它的频率改变；5.一段时间后，VCO的输出将会稳定在一定的预期范围内。使输出和输入的相角一样是PLL的一个功能。在输入信号不存在时[19]，LPF的输出也将不存在或者是一个常数。在此时，VCO根据固有频率FV随意上下变化。如果有参考信号为频率的输入时，PD会同时对加入PD的电压和进行相位检查。当两个信号的频率和接近时，会用进行相位检查的结果，来给出一个误差电压，当两个输入鉴相器的电压和的相角差越大时，电压就会越大。然后在用环路滤波器的功能来消除中的高频信号，消除后的电压就是，这个电压会使VCO中的频率产生改变并且使频率向频率大小接近，最后使它们之间没有频率差即=，环路锁定。在环路锁定时，VCO的输出信号与LPF的输入信号（参考信号）之间没有频差存在，只有一个固定的稳态相位差。这就是环路锁定状态。锁相环PLL除了锁定状态之外还有一个跟踪状态，锁定状态是对应输入信号的频率和相位不变而说的；而跟踪状态是对应输入信号的频率和相位不断变化而说的，并且环路在跟踪状态下能够随着压控振荡器的频率和相位不断的变化而跟踪着进行输入信号的频率和相位变化。环路在锁定状态时还兼具着跟踪状态的特性，所以它的优点有：能够使输出信号频率与输入信号频率准确同步。具有频率跟踪特性。因此在电子技术的各个领域都有广泛的用途。2.4本章小结本章介绍了三相电压型逆变器的工作原理，并且详细的介绍论文基于LCL滤波器的PWM逆变器数学模型，为了能够采用简单的PI控制，所以把静止坐标系中的三相对称基波正弦变量变换成为旋转坐标系中的直流常量，简化了控制系统的设计3LCL滤波器和控制系统的设计3.1LCL滤波器的参数设计3.1.1LCL滤波器的谐振抑制方法滤波器的Z会随着电流I的频率的增高而减小，电流的频率越低，阻抗就会越大，因此把阻抗值增大可以消除高频率电流波形。但是，因为滤波电容会电流一分为二的功能，会使逆变器的一阶电流控制电路升高为三阶，使其电流控制系统更困难，而滤波器的Z会因为在一些高频电流作用下几乎变为零，可能会引起谐振效应，使系统振荡，使系统失稳。所以我们通常使用在原有电路系统的基础上加入阻尼的这个方法来避免这种振荡。加入阻尼一般有加入无源阻尼和有源阻尼两种。无源阻尼法：这种方法是通过用电容串上电阻以避免谐振，简单可行，效果好，在广大工业中普遍采取，但是它有一个弊端就是电流流过电阻会产生功率损耗，不能够用在大功率场合。有源阻尼法：这种方法可以有效的规避无源阻尼的损耗问题，因为它是通过修正控制算法使系统达到稳定，并且消除共振。3.1.2滤波器参数变化对滤波性能的影响（1）在变流器支路上可以根据L得出电流纹波。可以从以上说明可得，电容支路先与电网等效支路并联，然后与整流器侧电感串联在谐波等效电路中。在变流器变换给出的电流会分成出电流和。和、电容三个一起并联的阻抗可以得出流过L的。由于和的支路并联，使其串联阻抗变大，电流就因此而变小。因为要对其开关纹波电流进行分流，就得使流过电容的高频率电流足够多，所以在高频时，一定<<。根据理论来说，不可能很大，是因为电感的值比较小，并且的值是取决于。电流的值由电感L的值决定，因为电流的值不会随着和两个支路并联的加入降得很多。现在设计时有一个问题需要考虑，那就是桥臂纹波电流不能过大，如果纹波电流过大有可能会引起一系列问题，例如：温度上升会使器件和绝缘材料的寿命减少，使IGBT结温波动增大，增加L的功率损耗。但是电感量太大又会造成电感体积大和直流电压利用率下降，成本增加。在设计时，要注意以上那些问题，综合考虑。电容和电感的并联支路。由于增加了电感电容并联支路，它会把一阶电路升高到三阶。由于滤波器在改进过程中的时候，同样也会让高频电流有能够走通的电路并且还可以减少输入电网的高频电流。因为要使电容支路流过尽量多的高频电流，尽可能少地流入电网，所以在并联各支路中，要严格按照小于。因为需要<<，达到这个要求的方法有使电容和的值变大。但是又会出现新的问题，电容支路对基波的阻抗会随着电容值的增大而减小，无功电流随着电容值的升高而升高，从而使其整流器输出电流容量增大，但是一直减小电容，如果达到了同样的滤波效果，的值就会升高。同以上原理，的数值也要按照设计要求来设置，要考虑全面。所以，设计LCL各参数时，要注意各参数的配合。3.1.3滤波器参数设计的约束条件（1）由于在滤波器要加入电容，这样将会造成无功功率的值变大，整体功率因数的减小降低。为了解决上面的问题就应该要限制无功功率，使它的无功功率<额定功率的5%。（2）因为要用较大的Udc来确保电流控制系统，但是这会使开关损耗变大，所以就需要保证总电感值小于0.1pu，（3）和开关频率之间的大小差距应该要很大，是因为要防止LCL发生谐振问题，所以通常<0.5，但是频率又不可以太小，一旦频率过小，滤波器会把通过的低频电流将放大。在设计时，谐振频率一般在十倍的基波频率和开关频率的一半之间（4）避免谐振问题就应该在电路中加入阻尼，也必须要避免电阻带来过多的有功功率损耗和电阻过度发热，所以电阻阻值又不可很大。3.1.4滤波器参数的设计步骤(1)计算的数值：（3-1）在上述式子中，为开关频率，U为网侧相电压有效值，为谐波电流峰值。总电感值的约束条件：（3-2）在上述式子中，为相电流峰值，为直流母线电压，为网侧相电压峰值。且（3-3）计算C的数值确定的数值就可以得到电容的值，，再根据下面的公式：（3-4）计算得电容C的值；根据约束条件：，总功率的5%可以作为电容的无功功率，其中,且其中为基波频率，E为网侧线电压有效值。电容串联的电阻（3-5）3.2基于无源阻尼的单电流闭环控制方案的设计基于无源阻尼的电流单闭环控制的方法是研究出来较早的控制的方法，它的优点是可以只用几个传感器来设计电路，使成本降低，电路结构简单，但是也有缺点，缺点是在电感上串联的电阻，它会造成有功功率功率的损耗，在大功率场合下不能够使用这种方法，因为功率越大电阻消耗的有功功率会越多，而且它会通过有功损耗使电阻迅速升温，使其电器元件寿命减少，所以就需要冷却装置。直接输出电流控制是单环控制的方法，根据文献[24]，我们要用LCL串联电阻，不管是使用什么调节器控制时，这个电路都不稳定，只能加入无源阻尼，文献[25]中已证明该方案是可行的。参数请参考第三章节进行计算。下图是带有LCL滤波器的无源阻尼逆变器结构图。图3-1带有LCL滤波器无源阻尼逆变器结构图线性流程图：图3-2线性流程图计算参数，根据文献[26]得LCL滤波器的传递函数：（3-6）线性方程:因为的大小接近零，几乎可以不算，即得：（3-7）进一步能算出函数：（3-8）且已知PI调节器的传递函数为：其中τ=hT把它整理可得到：（3-9）转换为II型可以得：（3-10）函数中的，K可以根据h和滤波器参数、C和的值，随即可以求出即，且电容所串电阻为：（3-11）这是理论计算，为了获得更好的滤波效果，稳定的电压电流波形，必须适当调整参数。3.3双闭环控制系统的设计以上介绍了无源阻尼控制的方法，现在本节要介绍的是有源阻尼控制的方法，它采用了电流的双闭环控制，因为比起无源阻尼还增加了一个电流内环。又因为采用了有源阻尼而不是无源阻尼，所以功率损耗的问题可以忽略，但是缺点是因为采用了双闭环使得控制设计更为复杂。最后实验结果证明，这种控制方法是可行、可靠的，下面就介绍了这种控制系统的设计。3.3.1网侧电感电流外环控制器的设计下图是基于LCL滤波的三相并网逆变器原理图图3-3三相并网逆变器原理图可以得出线性结构流程图：图3-4线性结构流程图双闭环电流外环的设计方法与单闭环电流环的设计方法相似。3.3.2电容电流内环控制器的设计内环的传递函数可以根据基于有源阻尼的系统控制模型得：，因为的数值在，可以忽略，即可简化得：。I型的传递函数是：，因为要变为I型，所以可以用PI调节控制器：应该取在T、RC两个值中相对大一些的值，由于，取3,C=100uF，T为0.0002S，，则取=RC，整定后的I型系统为：，又,且取KT=0.5时，这时动态响应较快，计算可得的值，。3.4系统参数设计首先要选定参数，电网电压380V/50Hz，直流母线电压800V，开关频率5kHz，总的功率100kW，就可以由此计算出输出相电流峰值215A，又使电路左边电感的值是，电路右边电感的值是，单闭环电流控制方法中电容串联的电阻为，滤波电容为。根据以上说明的参数计算方法，可得到：总电感的限定数值是。且，又。由以上可得电感的数值为1mH因为和，，所以，为100uF。由此可得，满足条件。由上可以得到单闭环电流控制方法中串联的电阻。根据3.3.1节，可以得到并网电感电流外环得传递函数为：而且II型的传递函数是：函数中的，开关频率为5KHz，所以T=0.0002s，并且让h=5，所以：由以上算出，即，因为，所以。由以上内容，可以得到双闭环电流控制中内环的PI控制器的参数值为：3.5本章小结本章首先说明了LCL滤波器各种参数变化对电路系统性能的影响和抑制电路谐振的方法，证明要综合滤波器的各种参数的约束条件的要求来设计参数，要仔细慎重，不然会引发一系列问题，接下来就详细介绍了两种控制方法，基于无源阻尼的单环电流控制方法和基于有源阻尼的双闭环电流控制方法。4仿真验证为了证明本文所说的基于有源阻尼双闭环电流控制方法和无源阻尼单闭环电流控制方法两种方法的可行性，LCL滤波器参数的设计方法是否正确，对两种控制方法所制造的电路系统设计了Matlab仿真，根据3.4节中计算所得到的各种参数，滤波电容参数值为，滤波电感参数值为，双闭环中的滤波电容电流内环PI控制器参数值为，单闭环电流控制方法中电容串联的电阻，双闭环电流控制中的并网电感电流外环P控制I调节器参数为，单闭环电流控制方法的PI控制调节器的参数也为。下面分别对于基于无源阻尼的单闭环电流控制电路和基于有源阻尼的双闭环电流控制电路进行了仿真：图4-1基于无源阻尼的单闭环电流控制仿真电路图4-2基于有源阻尼的双闭环电流控制仿真电路以下是仿真结果：基于无源阻尼的单环控制仿真电路：输出电压电流波形图4-3输出电压电流波形上为电压波形，下为电流波形。三相电压电流均为正弦波，电流相位与电压相位基本一致。实现了单位功率因数并网。0-0.1s电流幅值的设定值为21.2A，从图中可见实际电流幅值最终稳定在21.2A与设定值一致。0.1s之后电流幅值的设定值变为30A，从图中可见实际电流幅值最终稳定在30A与设定值一致。电流跟踪性能良好。（2）并网有功和无功功率波形图4-4并网有功和无功功率波形上面为有功功率波形，下面为无功功率波形。0-0.1s经过调节有功最终稳定在10kW，与设置值一致。无功平均值最终稳定为0，与设定值一致。0.1s之后有功功率变为14kW,无功依旧为0。（3）功率因数波形图4-5功率因数波形功率因数为1，实现了单位功率因数并网。基于有源阻尼的双环控制仿真电路：（1）输出电压电流波形图4-6输出电压电流波形上为电压波形，下为电流波形。三相电压电流均为正弦波，电流相位与电压相位基本一致。实现了单位功率因数并网。0-0.1s的电流幅值的设定值为21.2A，从图中可见实际电流幅值最终稳定在21.2A与设定值一致。0.1s之后电流幅值的设定值变为30A，从图中可见实际电流幅值最终稳定在30A与设定值一致。电流跟踪性能良好。（2）并网有功和无功功率波形图4-7并网有功和无功功率波形上面为有功功率波形，下面为无功功率波形。0-0.1s经过调节有功最终稳定在10kW，与设置值一致。无功平均值最终稳定为0，与设定值一致。0.1s之后有功功率变为14kW,无功依旧为0。功率因数波形图4-8功率因数波形功率因数为1，实现了单位功率因数并网。比较：通过输出电压电流和无功、有功功率的仿真波形可以看出，功率均稳定可行，但是基于有源阻尼的双环控制的功率稍好一点，效率更高，证明两种控制方法可行。4.1本章小结本章首先从各种系统参数设计中完成了取值，然后根据取的参数值设计仿真电路的参数值，用Matlab软件完成了对于基于无源阻尼单闭环电流控制电路和基于有源阻尼双闭环电流控制电路的仿真，最后把两种电路的输出电流电压波形和功率波形进行了分析比较，结果表明基于有源阻尼双闭环电流控制方法的效率更好一点，系统更稳定一点。结论随着风能，太阳能和其他新能源的使用随着石油，煤炭和其他可加工能源的储量持续下降而增加，PWM逆变器技术得到了广泛的应用。本文采用在LCL滤波器的基础上，对于输出的电流谐波、电路的稳定和动态性能问题，来分析三相电压型逆变器的工作原理。首先分析了一般逆变器数学模型，然后分析了带有LCL滤波器的逆变器的数学模型，在LCL滤波器基础上，使用了单闭环电流控制方法和双闭环电流控制方法，并且在Matlab软件上建立了对应的仿真电路，得到以下一些结论：1基于LCL逆变器并网电路传统的控制方法会使系统不稳定，但是加入阻尼电阻后，系统就会变得比传统电路稳定，输出电流波形也较好。2、使用了电容器电流和电网侧电流的双闭环控制可以增加并网逆变器电路的稳定性能，在电感参数的取值一致的条件下，分别采用有源阻尼和无源阻尼进行对比仿真实验，结论说明设计了有源阻尼双闭环的电路系统，系统稳定性能比无源阻尼电路系统好一些。

简而言之，带有LCL滤波器的并网逆变器可以有效地抑制了输出电流的谐波，得到较好的电流波形。加入阻尼，就可以解决谐振问题。如果采用基于有源阻尼双闭环电流控制就可以忽略功率损耗问题，功率因数更好，系统更稳定，但是缺点是控制方法会比较复杂；而基于无源阻尼单闭环电流控制虽然也可以获得较好的电流质量，控制方法较之简单，但是会增加电阻的有功功率损耗。在实际应用中，根据需要选择合适的控制方法。参考文献[1]陈宏;胡育文.逆变电源并联技术[J].电工技术学报，中国海.逆变器无互联线并联技术的仿真研究[D].合肥:合肥工业大学，2009.[2]KyoungsooRo,Rahman,[S].Two-loopcontrollerformaximizingperformanceofagrid-connectedphotovoltaic-fuelcellhybridpowerplant.EnergyConversion,IEEETransactions,1998,13(3):276281.[3]Indgren,M.[B].Analysisandsimulationofdigitally-controlledgrid-connectedPWM-convertersusingthespace-vectoraverageapproximation.ComputersinPowerElectronics,IEEEWorkshop，Aug11-141996:8589.[4]刘艳;李海燕.三相逆变器功率管故障智能诊断研究[J].电测与仪表，2013,50(01):15-20.[5]汪江其;王群京;李国丽;陈权;许国良;魏磊.基于SPWM/SVPWM调制策略的逆变器效率研究[J].电气传动，2013,43(01):39-43.[6]YNakata.[A]30kWpConcentratingPhotovoltaic/ThermalHybridSystemApplication.Proc.l6thIEEEPVSpecialistsConference,1982,993-998.[7]章勇高;邝光;龙立中.三相逆变器的无零矢量共模电压抑制技术研究[J].电力系统保护与控制，2013,41(02):138-143.[8]沈锦飞.电源变换应用技术[M].北京:机械工业出版社，2007.[9]阐加荣;吴云亚;谢少军.控制参数对并联逆变器性能的影响[J].电工技术学报，2009(09).[10]刘凤君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社，2002.[11]Sivakumar[S],ParsonsT..ModelingAnalysisandcontrolofbidirectionalpowerflowingridconnectedinvertersystems.PowerConversionConference,2002:1015-1019.[12]M.Prodanovic,T.[C].Green,H.Mansir.ASurveyofControlMethodsforThree-PhaseInvertersinParallelConnection.PowerElectronicsandVariableSpeedDrives,2000:472-477.[13]ChenJ.F,Chu[C].L.CombinationVoltage-ControlledandCurrent-ControlledPWMInverterforUPSParallelOperation.IEEETrans.onPowerElectronics,1995,Vo1.10(No.S):547-558.[14]VorellK,ControlofSinglePhaseParallelInverterSystems,DissertationforMasterDegreeintheUniversityofBritishColumbia,1999.[15]PetruzzielloF,ZiogasP.[D],JoosGANovelApproachtoParallelingofPower.[16]林立;李晓静;蒋云峰.基于DSP的SVPWM矢量控制数字化变频调速系统研究[J]电气传动自动化，2004(04).[17]李爱文;张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京:科学出版社，2000.[18]陈道炼.DC-AC逆变技术及其应用[M].北京:机械工业出版社，2003.[19]王兆安;黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社，2001.[20]GuerreroJ.M.,deVicunaL.G，MatasJ.，etal.AWirelessControllertoEnhanceDynamicPerformanceofParallelInvertersinDistributedGenerationSystems.IEEETransactionsonPowerElectronics,2004,19(5):120-1210.[21]CCWu，HLChou，NYChou，NYShen.ControlMethodforParallel-ConnectedPowerConverters[J].IEEEAppliedPowerElectronicsConferenceandExposition，2005:861-867.[22]JMGuerrero,LGarciadeVicuna,JMatasMCastilla.OutputImpedanceDesignofParallel-ConnectedUPSIn-veyteysWithW1Y'eleSSLoad-Sharing[J].IEEEIndElectron,2005，(52):1126-1135.[23]HSLuo，SLTian,CMTsai.ParallelRedundantPowerSystemandMethodforControlofthePowerSystem[J].USPatent,2004:no6803679.[24]郭世明;黄念慈.电力电子技术[M].成都:西南交通大学出版社，2002.[25]徐曼珍.新型通信电源[M].北京:人民邮电出版社，1999.[26]中华人民共和国国家标准.不间断电源设备[Z].北京:国家标准局，1987.[27]信息产业部邮电工业产品质量监督检测中心.通信用不间断电源——UPS[Z].北京:1987.[28]高军;黎辉;杨旭.基于PID控制和重复控制的正弦波逆变电源研究[J].电工电能新技术，2002,21(1):1-4.[29]张方华;丁勇;王慧贞.四桥臂三相逆变器的特定谐波消除控制[[J].中国电机工程学报，2007(07):82-87.[30]杨影;吴志红;陶生桂;毛明平.一种基于开关函数的电压源逆变器仿真模型[J].同济大学学报，2006(11).[31]SSun,LKWong,YSLee，DXu.DesignandAnalysisofanOptimalControllerforParallelMulti-InverterSystems[J].IEEETransCircuitsSystII,2006:56-61.[32]HMHsieh，TFWu,HSNien,YEWu.ACompensa-tionStrategyforParallelInverterstoAchievePreciseWeightingCurrentDistribution[C].ConfRecIEEELASAnnuMeetin