超低副瓣阵列天线

1、中国民航大学 硕士学位论文 超低副瓣阵列天线 姓名：陈妹 申请学位级别：硕士 专业：通信与信息系统 指导教师：蒋立辉 20080330 中困民航大学硕士学位论文 摘要 天线是通信系统的收发前端，其丰波束宽度、副瓣电平、增益、带宽等关键指标很 大程度决定了整个系统的性能，而这些指标又是相互联系的，需要在实际工程设计时折 衷设计。副瓣电平是天线的关键技术指标之一，较低的副瓣可以提高信噪比，降低主波 束外杂波信号的影响，可以有效提高整个系统的抗干扰能力，因此超低副瓣天线是目前 阵列天线设计的热点和难点，是实现现代高性能雷达的关键技术之一。 本文在工程设计着重考虑了互耦对天线性能的影响，并通过A n

2、s o f t 公司的H F S S 仿真 软件和理论分析两条途径对设计参数进行修正设计。其主要工作如下：首先系统介绍了 天线设计需考虑的丰要性能指标，深入分析了其间的联系；然后全面介绍了阵列天线的 理论设计基础；对天线设计中常用方法进行介绍及分析；提出了低副瓣天线的理论与工 程结合可行的设计方法：并利用该方法针对具体阵列天线进行设计，通过实际加工并测 试，达到了设计要求。 关键词： 超低副瓣，互耦，H F S S ，阵列天线 中国民航大学硕士学位论文 A b s t r a c t A n t e n n ai st h ep r e c e d i n gs e to ft h ec o

3、m m u n i c a t i o ns y s t e m ，i t sp a r a m e t e r sm a i n l y d e t e r m i n et h eo v e r a l lp e r f o r m a n c eo ft h es y s t e m F o rt h e yw o r ko ne a c ho t h e r , t h e yh a v et ob e c o m p r o m i s e di nt h ep r o j e c td e s i g n S i d e l o b ei so n eo ft h ek e yp

4、a r a m e t e r s ，T h el o w e rs i d e l o b e c o u l di m p r o v et h eS N R ( S i g n a l - t o N o i s e ) a n dd e p r e s st h ee f f e c tw h i c hb r o u g h tb yt h es i g n a l o u to ft h em a i nb e a m ，a n dt h e yC a nh i g h l ye n h a n c et h ea n t i - j a m m i n gp e r f o r

5、m a n c eo ft h e s y s t e m S ot h el o ws i d e l o b ea n t e n n ai st h eh o ta n dd i f f i c u l tt o p i ci nt h ea n t e n n aa r r a y sd e s i g n I ti sa k e yc o m p o n e n to fm o d e m R a d a r I nt h i sp a p e r , t h ew o r ki sf o c u s e do nt h em u t u a lc o u p l i n ga c

6、c o r d i n gt ot h ed e s i g n A n di t a m e n d st h ed e s i g np a r a m e t e r sv i at w or o u t e sb yu s i n gt h eH F S Ss o f t w a r ew h i c hs u b j e c t e dt o A n s o f fC o m p a n yt og i v ead e p e n d a b l er e f e r e n c ea n dm a k i n gu s eo ft h et e s t i n gp a r a m

7、 e t e r s F i r s t ，t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h em a i np e r f o r m a n c ep a r a m e t e r s ， a n dt h e n a n a l y s e s t h e r e l a t i o n s h i pb e t w e e nt h e m ，n e x ti ti n t r o d u c e st h ek n o w l e d g eo ft h ea n t e n n aa r r a y st h e o r y , t h e ni tg

8、 i v e sai n t r o d u c t i o no ft h ec o m m o nm e t h o d su s e di nd e s i g na n di tb r i n g sf o r w a r da m e t h o dt od e s i g nt h ea n t e n n a ，o nc o n s i d e r i n go ft h ed e s i g nt h e o r ya n dt h ep r a c t i c e ，i tw o r k s o u tt h ea n t e n n ai nt h ee n d A f t

9、 e rm a c h i n i n ga n dt e s t i n g ，t h er e s u l t sw e r es a t i s f i e d K e yW o r d s ：u l t r a - l o ws i d e l o b e ，m u t u a lc o u p l i n g ，H F S S ，a n t e n n aa r r a y s I I 中国民航大学学位论文独创性声明 本人声明所置交的学位论文是我个人在导师指导卜进行的研究。I ：作及取得的研究成果。尽我所 知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研

10、究成果， 也不包含为获得中国民航大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志 对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：酶攮日期：) 丑，；。b 中国民航大学学位论文使用授权声明 中国民航大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印件 雨I 电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质论文的内 容相一致。除住保密； H 内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全 部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权中国民航大学研究生部办理。 研究生签名：m 导师

11、签名：獬 日j j ：互 基j 、加 中国民航大学硕十学位论文 1 1 研究背景及意义 第一章绪论 在现代战争中，作战指挥系统应该具有快速反应能力，以及互联网化、系列化、模 块化等特点。随着电子信息技术的发展，作战的电磁环境越来越复杂，电子干扰威胁越 来越严重，以至于无线电电子设备不能正常工作、通信指挥失灵、雷达迷盲、电子制导 失控等。这对雷达设备、通信设备的天线系统提出了更高的要求。随着技术的发展，要 求雷达系统能够拥有更强的抗电子干扰、抗辐射导弹、抗雷达探测、抗高速反舰导弹的 低空和超低空打击的能力。阵列天线是解决上述问题的有效的手段之一。 为了有效对抗目标，提高雷达抗干扰的能力，对雷达天

12、线提出了低或超低副瓣阵的 要求。目前，极低副瓣天线已经成为高性能电子系统的一个重要组成都分。特别是雷达， 在有严重地物和电子干扰环境中有效地工作，必须采用副瓣尽可能低的天线。低或超低 副瓣阵列天线是现代雷达的普遍要求，是急需解决的关键技术之一。 1 1 1 低或超低副瓣阵列天线技术的发展与现状 低或超低副瓣阵，通常是指副瓣电平比主瓣电平低3 0 d B 与4 0 d B 以上的天线。在自 由空间不扫描连续馈电情况下，这样的副瓣电平比较容易达到。但是在宽角扫描及口径 激励馈电网络幅相量化的情况下要达到超低副瓣，一直是天线设计的一个大难题。著名 的学者Y T L o 曾经说过：超低副瓣设计的三大法

13、宝是科学的设计、精密的加工和测量 与校准。加工精度受工艺水平的限制，因此天线设计、测量与校准的新方法是天线研究 者主要的研究内容。 7 0 年代超低副瓣阵列天线的超低副瓣是在不扫描情况下一维实现的，扫描时副瓣是 不低的。之后开始研究一维扫描情况下实现低或超低副瓣，再后是研究相控阵实现低或 超低副瓣。通过补偿互耦对单元口径电流分布的影响、减少阵列天线的缓变误差、随机 误差、系统误差和改进测试技术等方面来达到，目前的水平已能达至U - 4 0 d B ( 在1 0 带宽 内) 。 在设计超低副瓣阵列天线时，必须考虑天线单元间的互耦影响、各种误差影响、传 中困民航大学硕1 ：学位论文 输变换段、馈电

14、网络及各个单元通道校准等方面的内容。本文着重研究互耦对超低副瓣 阵列天线的影响。 对模型的平面阵列天线的计算表明，阵列中绝大部分辐射单元的有源输入阻抗随频 率和扫描角而变化，因而导致阵列天线口径场或电流分布相对值偏离设计值，给低特别 是超低副瓣天线的实现造成困难。对小面阵，这种误差甚至是难以控制和补偿的。 由于单元间互耦的存在，使阵列的口径分布和输入阻抗发生变化，辐射方向图发生 改变，要研制超低副瓣天线，需要对天线单元间的互耦进行分析和必要的补偿。在低或 超低副瓣阵列天线设计研究中，单元互耦是人们关心的重要问题，通常的天线设计，副 瓣电平为一2 0 d B - - 一一3 0 d B 。在阵列

15、天线设计中计入单元的互耦效应使获得低和超低副瓣天 线取得突破性进展。美国机载预警雷达天线设计首次计入互耦影响，实现了最大副瓣电 平为- 4 5 d B 的超低副瓣天线。 用解析法分析天线阵单元间的互耦影响存在一定的困难，但随着高速计算机的发 展，数值方法的应用日益广泛。过去一些看来难解的问题，现在己能比较容易得到足够 精确的数值解了。 计算天线单元间的互耦影响，目前有很多电磁计算软件。其中最常用的是a n s y s 系 列产品，它提供E m a g ，E m a g H F ，E m a x ，F E K O 等模块，以应用到不同的情况。其中F E K O 模 块以矩量法( M O M )

16、为核心，能够混合物理光学法( P 0 ) 和一致性几何绕射理论( U T D ) 等方 法，根据不同的电磁问题，对混合方法进行不同范围的组合，实现快速、精确地运算。 这些电磁计算软件，针对具体工作情况，虽然可以得到比较理想的计算结果，但这是数 值计算的情况，无法给出一些内在的基本规律，不方便我们进行理论分析和化简，特别 是在讨论误差分布的时候，需要大规模重复运算，使其运算速度也无法满足我们的要求。 同样，超低副瓣阵列天线，对误差非常敏感，必须有高的加工精度。对于一个1 0 0 单元的等间距线阵的分析表明，要达至l J - 4 0 d B 的副瓣，要求天线各单元激励的幅相与其 设计值的方差不能大

17、于0 5 d B 和3 4 ”，这还是仅仅考虑激励的随机误差和天线不扫描的 情况。对我们要研究的小阵列天线，它的影响将更加严重，相应的对各种工艺有更加严 格的要求。实际工作中，还有其他各种类型的误差，如天线单元安装位置误差、单元失 效、阵列变形和随机振动等，这些误差都将是限制超低副瓣天线实现的障碍。 阵列天线误差分析理论和分析工作，原先并没有像天线的电磁与结构设计那样得到 广泛的重视，但是随着对天线副瓣电平的要求越来越苛刻，误差影响成了限制低或超低 2 中国民航大学硕一l ：学位论文 副瓣实现的瓶颈之一。因而阵列天线误差理论与分析、误差测量与校准已渐渐成为低副 瓣天线研究的一个主要内容，渗透到

18、天线阵的理论设计、加工调整、测量校准等各个环 节。有关天线误差理论的详实资料，最早见于5 0 年代，J R u z e 和E 1 l i o t t 乜1 等分析了天 线口径误差对方向图的影响，并基于概率统计的观点和方法，建立了分析独立随机误差 影响的方法，给出了副瓣的统计规律。郭燕昌1 等在7 0 年代末，总结了当时研究相控阵 天线及其误差影响的理论和方法，得出了很多有用的公式。但也只是分析了单元独立随 机误差的影响，并认为单元位置随机误差可等效为单元激励的随机误差。J K H s i a o H 朝 等在前人的基础上分析了随机误差，包括行或列相关随机误差( 如果采用行馈或者列馈) 对天线阵

19、副瓣的影响。P D K a p a n 哺1 同样用概率统计的方法分析了随机误差对线阵副瓣、 方向性和主瓣宽度的影响，并得到了一簇放映在不同的设计副瓣电平下，误差副瓣电平 的统计曲线，从这簇曲线中可以看出，越是低的副瓣设计，对误差的敏感性越强。上面 资料在归纳随机误差作用下副瓣电平的统计规律时，都利用了中心极限定理，认为副瓣 电平的分布情况收敛于正态分布，这对单元比较多的大型相控阵是比较准确的模型。但 是对于较小阵列的天线，由于空间有限，阵列单元数目比较少，这时会与上述有比较大 的出入。另外，他们都没有考虑互耦的影响，这样，在误差比较低的时候，会有比较大 的偏差。 超低副瓣阵列天线，天线单元的

20、参数要求严格。在低和超低副瓣天线设计中，需计 入单元互耦影响，并且对整个阵列系统的各个部分的误差要求十分苛刻，因此除各部分 逐项限定公差外，还必须对整个系统进行最后检测调整，建立阵列内部与外部场之间的 统一关系。 1 1 2 阵列天线互耦补偿的发展与现状 阵列天线在通信系统中的应用得到了广泛的关注和研究。该技术对通信系统的质 量和容量都有很大的提高。自从2 0 世纪9 0 年代以来，国内外各大公司和院校对智能天 线技术展开了研究。在以前的研究工作中，人们很少考虑天线阵列本身的实现问题，而 认为各天线单元都是理想工作的而且互不干扰。而实际上，耦合单元的空间场和表面场 都不同于单元孤立时的分布情况

21、。天线阵列系统中，各单元之间通过电磁场相互作用和 影响，发生了电磁耦合效应，特别当单元间距较小的时候，耦合作用是不可以忽略的。 中国民航大学硕士学位论文 其他的一些参数，例如天线单元上的电流分布、辐射功率、辐射阻抗、输入阻抗等都发 生变化。很多学者们讨论了互耦对阵列天线各种算法性能的影响。从他们的研究结果可 以看到，互耦对各种阵列信号处理算法产生一定的影响，有时对性能影响还很严重，甚 至导致算法失效，这时需要对阵列天线信号进行相应的互耦补偿。互耦补偿是智能天线 校准( C a l i b r a t i o n ) 的一个重要因素，国内外已进行相应的研究。 从八十年代开始，国内外开始了对阵列天

22、线间互耦影响和补偿方法的研究。1 9 8 3 年，I J G u p t a 和A A K s i e n s k i 口1 讨论了互耦对自适应阵列性能的影响，采用开路电压 方法对自适应接收天线阵列进行了分析。开路电压方法，在外加负载很大时，可以得到 理想的补偿效果。但是这导致负载和天线的严重不匹配，在实际工作中是不适合的，并 且它没有考虑其他单元的散射影响，不能实现精确补偿。文献旧1 利用极大似然估计方法 来估计互耦补偿矩阵，文献阳1 0 1 采用单辅助源进行互耦补偿，但是它们假设互耦补偿矩 阵为T o e p l i t z 矩阵，并且需要精确已知来波信号的方向，这在现实工作中是不易满足

23、的。文献1 采用神经网络进行互耦补偿，它需要获取一些样本对网络进行学习，对非样 本点补偿效果有限，这实际上应用价值不大。目前广泛采用网络法分析补偿天线间的互 耦影响，虽然它有表示简单等优点，但是网络法只能解决阵列天线口径上的抽样电流( 输 入端电流) 值，淹没了各个单元上的电流分布的细节，导致分析和补偿结果产生一定的 偏差。R S A d v e 和T k S a r k a r n 2 1 采用矩量法分析来补偿阵列天线间的互耦影响，考虑 了天线阵各单元上各点的电流分布情况。但表示形式比较复杂，不适合实际的工程应用。 文献n 3 1 们假设天线上电流的分布情况，定义了天线阵的补偿矩阵，并假设电

24、流分布是在 天线振子为1 2 波长、信号水平方向入射的情况，当天线单元长度改变或者其他角度入 射时，天线上的电流分布与之不符，从而影响补偿结果。从现有的文献看，削弱或补偿 互耦对阵列天线影响的方法，基本上可以分为理论计算方法、有源校正方法和硬件方法 三大类。硬件方法是在天线阵单元之间增加隔板或者吸收材料，以减少互耦的影响。它 主要应用于互耦影响比较严重或者大规模阵列的情况。本文主要是在原天线设计理论基 础上考虑到互耦效应重新对天线进行研究设计，以满足课题的实际需求。 1 2 天线主要性能指标的物理描述 天线转换电磁能量的能力大小，辐射性能的好坏，主要取决于应用环境和系统总体 4 中国民航大学硕

25、士学位论文 要求。通常有如下一些指标n 7 引。 1 2 1 天线方向图 天线方向图是用来描述天线辐射电磁场强度在空间的分布状况，它一般是一个三维 空间的曲面立体图形。但工程上为了方便，采用在天线最大辐射方向上的两个相互垂直 的平面内的方向图来表示天线的方向性，通常取E 面( 即电场矢量与传播方向构成的平 面) 和H 面( 即磁场矢量与传播方向构成的平面) 。相对于天线的安装位置，分别用方 位面和俯仰面两个丰平面的方向图来表示n 9 1 。 描述天线方向图的特征参数有：主瓣宽度( 一般情况下为半功率波瓣宽度，特殊要 求下有专门的规定，如1 0 d B 波束宽度、第一零点波束宽度等) ，副瓣电平

26、( 系指副瓣中 的最大值与主瓣最大值之比) ，歪头( 波束最大辐射方向偏离预定值的角度) ，前后辐射 比( 最大辐射方向电平与其反方向的辐射电平之比) 等。方向图最直观地反映了电磁场 大小的空间分布。 1 2 2 天线的方向性系数和增益 天线的方向性系数是说明天线辐射能量在空间分布的集中能力。它的定义为：在相 同的辐射功率、相同距离情况下，天线在该方向上的辐射功率密度S 与无耗理想点源天 线在该方向上的辐射功率密度& 的比值，称为该天线在该点方向的方向性系数，通常用 D 来表示，即： D = 二( 辐射功率P 相同) ( 1 1 ) 瓯 天线的增益是在相同的输入功率、相同距离情况下，天线在该方

27、向上的功率密度S 与无耗理想点源天线产生在同一方向上的功率密度品的比值，称为该天线在该点方向的 增益，通常用G 来表示，即： ( G = 詈( 输入功率最相同) ( 1 2 ) ) 0 通常以天线在最大辐射方向的方向性系数作为这一天线的方向性系数，以天线在最 大辐射方向的增益作为这一天线的增益。 天线增益G 和方向性系数D 是两个相互紧密联系的物理量，其关系为 中困民航大学硕十学位论文 G = ，7 D ( 1 3 ) 式中叩是天线的效率，它是天线辐射功率和输入功率的比值，即 ，7 ：旦 ( 1 4 ) 天线的效率表示天线在能量变换上的效能，通常在0 1 0 0 之间。工程上一般对于 加载天线

28、或电小天线效率比较低。 天线的增益和方向性系数与天线的方向图函数之间也有密切的联系，在球坐标系 中，方向性系数可以表示为： D ：荔i 皇L 一 ( 1 5 ) r ”r 只( p ，舯n O d O d 矽 “一。 式中，( 口，) 是对峰值的归一化功率波瓣图。对于口径天线，在工程中通常通过天线 的两主平面波束宽度来估算其方向性系数： D ：毒冬 ( 1 6 ) H p xEp 式中，H p 和为天线主平面的波束宽度。伽视具体不同的天线口径取不同的值，若 副瓣电平较高( 一l O d B 以上) ，D B 可取值为1 5 0 0 0 - - 2 0 0 0 0 ；若副瓣电平较低( - 2 0

29、 d B 以 下) ，D B 可取3 5 0 0 0 4 2 0 0 0 。 天线增益通常用分贝来表示 = 1 0 1 9 G ( d B i ) ( 1 7 ) 字母i 表示该增益是相对与点源天线而言的，工程中也有用半波振子作为参照，即 增益单位为( d B d ) ，它与的换算关系为： = 吒一2 1 5( d B d ) ( 1 8 ) 1 2 3 天线的输入阻抗和电压驻波比 天线输入端电压与输入端电流的比值定义为天线的输入阻抗，即 互2 罢 9 ， 当输入电压与输入电流同相时，输入电阻呈纯电阻性，一般情况下输入阻抗为电阻 及电抗两部分。 6 中田民航大学硕：I 二学位论文 互= R 4

30、 - i x , ( 1 1 0 ) 天线输入阻抗取决于天线的工作原理、结构尺寸、周围介质、工作环境以及工作频 率，输入电阻又包含辐射电阻和损耗电阻。接到接收机或发射机的天线通常通过传输线 进行连接，其输入阻抗等效为传输线的负载。射频系统常用的传输线特性阻抗为5 0 Q 。 在5 0 Q 特性阻抗的传输线与5 0 Q 的接收机或发射机匹配的情况下，天线的输入阻抗和 传输线的匹配程度直接决定了天线能量的输入或输出的效率。因此，天线的输入阻抗对 系统工程师来说非常重要。而有些天线的输入阻抗，对馈电点处的结构又异常敏感。从 理论上精确计算天线输入阻抗是非常困难的，工程应用中一般都采用测量的方法确定。

31、 当天线的输入阻抗Z 4 与传输线的特性阻抗Z o = 5 0 不匹配时，便在传输线上形成驻 波。工程上常用电压驻波系数V S W R 表征天线与馈线匹配情况，它与反射系数模的关系 为 V S W R ：掣 ( 1 11 ) 1 一I r I 式中 r 反射系数，它是一个复数。 从驻波系数或反射系数的大小就可算出从天线反射回发射机( 或接收机) 的功率多 少，也可直接在阻抗圆图上得到具体的天线阻抗值。 表lV S W R 、反射系数和反射功率的关系 V S W R 反射系数传输功率( )反射功率( ) lO1 0 0O 1 0 50 0 2 4 49 9 9 40 0 6 1 1 0 0 4

32、7 6 9 9 7 7 0 2 3 1 1 50 0 79 9 5 1O 4 9 1 20 0 9 l9 9 1 7O 8 3 1 5O 29 6 4 2 00 3 38 8 8 91 1 1 l 2 5O 4 3 8 1 6 3 1 8 3 7 3 O0 57 52 5 4 O0 66 4 3 6 5 00 6 75 5 5 64 4 4 4 驻波比表明天线的阻抗与传输线阻抗的失配程度。当驻波V S W R = 1 时，系统完全 7 中国民航大学硕士学位论文 匹配，工程中不太可能实现；当V S W R 1 5 时，系统匹配优良；当V S W R 2 时，系统 匹配良好；工程中一般要实现V S

33、 W R 2 的要求，某些指标要求较高条件下，对驻波比 也有更高的要求。 1 2 4 天线的有效长度和有效面积 1 、有效长度 发射天线的有效长度定义为在天线最大辐射方向产牛相同场强条件下，用一均匀电 流分布代替该天线( 以该天线输入端电流为参考) ，则均匀电流分布天线的长度为该天 线的有效长度。 接收天线的有效长度定义为天线输出到接收机输入端的电压与所接收的电场强度 之比，它在数值上与该天线作发射时的有效长度相等。 对称天线的有效长度可用下式计算： 厶：竺1 9 等 万Z 式中，七= 2 石A 是自由空间波数，是对称天线一臂的长度。 2 、有效面积 发射天线的有效面积定义为在保持该天线辐射场

34、强不变的条件下，设天线孔径场为 均匀分布时的口径等效面积。接收天线的有效面积则定义为接收天线所截获的电磁波总 功率与电磁波通量密度之比值。也就是说，假想接收点处有一个垂直于来波方向的口面， 该口面将电磁波能量全部接收，并转变为接收天线的输出功率给接收机，此口面的大小 就是该天线的有效面积。 天线的有效面积4 与天线增益G 及工作波长旯的关系如下 4 = 等 ( 1 1 2 ) 孔径天线的有效面积一般都小于天线的几何孔径面积，它们的比值称为孔径利用系 数或孔径效率，即 叩= 鲁 式中 彳孔径天线孔面面积。 中国民航大学硕士学位论文 1 2 5 天线的效率 天线效率一般定义为天线的辐射功率与输入功

35、率之比，即 叩：罢：三 ( 1 1 4 ) 。 异e + 弓 式中 只输入功率5 P 辐射功率； 卑损耗功率； 相应的电阻关系表示为 刁：拿：土 ( 1 1 5 ) I R tR r + R l 式中 墨输入电阻； 足辐射电阻； 日损耗电阻； 用它将方向性系数和增益联系起来，可表示为 G = r i D ( 1 1 6 ) 对高增益孔径天线而言，天线总效率仇与天线增益之间的关系为 G ：等饥 ( 1 1 7 ) 式中，天线效率仇应是多个因子的乘积。 7 7 。- - r p 7 ，i l 叩2 ，7 3 ( 1 1 8 ) 式中 刀辐射效率； 碾孔径效率； ，7 ：仉包括了其他影响天线增益的因

36、子，如照射漏失、孔径遮挡、表面公差、 去极化损失等。 9 中国民航大学硕。 ：学位论文 1 2 6 天线的极化 天线极化是描述天线辐射电磁场矢量空间指向的参数。由于电场和磁场有恒定的关 系，故一般都以电场矢量的空间指向作为天线辐射电磁波的极化方向。根据天线在其最 大辐射方向上电场的极化形式来定义天线的极化，可分为线极化、圆极化和椭圆极化。 当天线在最大辐射方向上电场矢量在空间取向固定不变时，该天线为线极化。在以地面 为参考面时，线极化又可分为垂直极化、水平极化和斜极化( 如电子战常用的斜4 5 。极 化天线) 。当该电场矢量的取向变化，旋转矢量端点轨迹是一个椭圆，则称为椭圆极化。 椭圆极化的轴

37、比为1 时，即成为圆极化。根据电场矢量旋转方向的不同，又可分为左旋 极化和右旋极化，在工程上规定：顺着电波传播方向看去，电场矢量端点旋转方向是顺 时针时就称为右旋极化，反之则称为左旋极化。描述极化特性有3 个参数，即轴比、旋 向和倾角。 天线在其最大辐射方向上所需要的极化分量称为主极化，而与主极化成正交或相反 的极化称为交叉或寄牛极化。对线极化而言，交叉极化方向和丰极化方向垂直；对圆极 化天线来说，交叉极化可以看成是与主极化旋向相反的分量。天线的圆极化是由两个幅 度相同，空间相互垂直且有9 0 。相位差的线极化波叠加产生，同时任何两个幅度相同， 旋向相反的圆极化波可产生一个线极化波。由于某种原

38、因，天线可能辐射不需要的交叉 极化分量，甚至在某个方向上还可能产生较大的交叉极化副瓣，从而使天线增益有所下 降。如现有的天线结构中，单极子天线则为线极化，而同轴螺旋天线则可形成圆极化。 在同一系统中，收、发天线的极化必须相同。若接收天线的极化与入射平面波的极 化一致，则称为极化匹配，极化效率为1 。若极化不匹配，接收功率损失，则极化效率 小于1 ，其值大小反映了极化失配的程度。 1 2 7 天线的带宽 天线的各种参数，包括天线方向图、天线输入阻抗、天线增益等都和频率有关。天 线的频带宽度指的是其主要电气指标如驻波系数、增益、主瓣宽度、副瓣电平、极化特 性、相位分布等均满足设计要求时的频率范围。

39、若同时对几项指标都作具体要求时，则 应以其中最严格的要求作为确定天线带宽的依据。 频带宽度的概念有两类：一类是绝对带宽，另一类是相对带宽。 1 0 中困民航大学硕十学位论文 1 、绝对带宽 A f = 五一石 ( 1 1 9 ) 式中以为满足其电气技术指标的工作高端频率，Z 为天线满足其电气技术指标的工作低 端频率。 2 、相对带宽 广义地讲，相对带宽有几种不同的定义。在通信领域常用的相对带宽指系统绝对带 宽与中频之比。 B W , ：壹当：2 垂4 ( 1 2 0 ) 氏l 七氏 为中心频率：f o = ( 以+ f o ) 2 。 百分比带宽B 职：定义为系统绝对带宽与高低端频率和的比值，

40、也就是绝对带宽与 二倍中频之比。 肼二：壹五( 1 2 1 ) l t 七l l 召的取值范围是： O ，1 。 倍频程带宽B 呢定义为： B 暇：掣 ( 1 2 2 ) 3 l I l2 曰呢的取值范围是： O ，佃 倍频带宽( 高低端频率值比B 呒) ：天线工作频带的上限频率和下限频率之比，即： B = 以i f , ( 1 2 3 ) 如果一天线的工作频带是5 M H ：2 0 M H ：，那么它的绝对带宽、相对带宽、百分比 带宽、倍频程带宽和倍频带宽分布为1 5 M H ，、1 2 0 、6 0 、3 9 0 6 9 和4 ：1 。一般情况下 窄频带天线多使用相对带宽表示法；宽频带天线

41、通常采用倍频带宽表示法。在雷达系统 中，相对带宽为1 0 左右及其以上的被认为是宽带雷达，而相对带宽在2 5 及以上的被 认为是超宽带雷达。现代电子战系统中把倍频带宽大于或者等于1 5 就认为是宽带天线 了，当宽带大于8 就被认为是超宽带天线。 天线带宽主要取决于各项电指标的频率特性。通常，天线主要电指标均有其各自定 义的带宽，它们分别是： 1 、阻抗带宽( 电压驻波比带宽) 中国民航大学硕士学位论文 天线的阻抗带宽一般用馈线上的电压驻波比来表示。根据设计者或使用者对电指标 的要求，以驻波比低于某一规定值时的频带宽度为天线的阻抗带宽。这种表示方法，既 反映了天线阻抗的频率特性，也说明了天线与馈

42、线的匹配效果。在天线工程中，这是一 项实用性强的电指标。 2 、方向图带宽 方向图是描述天线辐射特性的重要电参量。当频率偏离设计频率( 通常取工作频带 内的中心频率f o ) 时，有可能发生主瓣指向偏移、主瓣分裂或萎缩、副瓣电平增大、前 后辐射比下降等。当方向图恶化到不能满足设计要求时，即限定了方向图带宽。一般来 说，高频端方向图易迅速恶化，它往往是限制上限工作频率以的主要因素。 3 、增益带宽 天线的增益带宽是指增益下降到允许值的频带宽度。通常定义增益下降到工作频带 内最大增益值的5 0 时，相应的频带宽度为3 d B 增益带宽。 4 、极化带宽 对于椭圆极化天线，这是一项十分重要的技术指标

43、。工程上，常以最大辐射方向上 或主瓣半功率波瓣宽度内，轴比小于某一规定值来确定极化带宽。椭圆极化天线的极化 特性往往是限制天线带宽的丰要因素。 1 2 8 天线噪声温度 随着通信距离的增大，信号将变得很弱，这时各种噪声将愈来愈明显，在严重背 景噪声下接收微弱信号需要提高接收系统的信噪比。在这种情况下已不能单纯用增益 ( 或有效面积) 来衡量天线的优劣，必须将噪声因素考虑进去来评价天线的接收质量。 天线接收到的信号功率可用天线增益来衡量，天线接收到的噪声功率则用天线的噪声温 度来衡量。 天线的噪声通常由两部分组成：一部分是由天线的热损耗引起的热噪声，另一部分 是天线接收到的外来噪声。外来噪声包括

44、：人为噪声，大地和天线临近物的辐射噪声， 大气辐射噪声及天体或大气圈以外的辐射噪声。人为噪声一般可设法避免或受到控制， 因此，外来噪声的主要来源( 特别是微波波段) 是银河系天体、地球大气层和地球表面 的热辐射等。 1 2 中国民航大学硕上学位论文 太空中的高温星体( 如太阳与辐射星等) 均能辐射电磁波，天线周围存在的吸收物 体在吸收电磁波的同时把一部分能量以噪声形式辐射出去。用以衡量天线接收噪声功率 大小的天线噪声温度参量是频率及天线方向图和空间指向的函数，而且随时间( 日、月、 年等) 和地点而变化，所以在系统中常采用天线噪声温度的平均值。 天线的噪声温度可用下式计算 乃= 去r 4 I

45、o G ( 0 脚醐枷n O d O d 矽 ( 1 2 4 ) 式中，G ( O ，) 是天线的增益方向图，五( 口，矽) 是环境的噪声温度分布，改变天线的指向， 瓦( p ，庐) 也将发牛变化。 若将连接天线与接收机之间的传输损耗所引起的热噪声也考虑进去，则天线馈线系 统的噪声温度为 T i l L 每卅一枷 2 5 ) 式中 ，传输线的损耗； 瓦环境温度； 地面的噪声温度约为3 0 0 K ，天空的噪声温度不到5 0 K 。天空的噪声温度取决于天线 的指向角及工作频率。当天线主波束指向与地面接近垂直时，其噪声温度约为2 K ，接近 平行时，由于大气地面噪声的影响，噪声温度将升高。 1 3

46、 本文的组织结构 工程研制中要求天线在规定的频率范围内它的主要电性能如电压驻波比、增益、主 瓣宽度、副瓣电平、极化特性等必须满足技术指标。尤其是在宽带范围内，要把每项指 标都做得很高，难度很是大的。比如在实际工程中，主瓣宽度和增益就是一对相互矛盾 的指标，较宽主瓣宽度的天线，其增益一般都比较低。要拓宽天线的主瓣宽度就需要牺 牲一定的增益；而要提高天线的增益，其主瓣宽度就会变窄。总之，天线的带宽是项 综合性的技术指标。为了系统使用的需要，有时要顾及到多项指标，需要采取折衷的办 法。在宽带天线的设计中，除了要综合考虑到以上提到的一些主要的电性能指标外，还 要考虑天线的架设、温度适应性、抗震、防风、

47、防水、防腐蚀等等。因此对于宽带天线 中国民航大学硕士学位论文 的深入研究不仅有重要的工程意义，也是一项富有挑战性的工作。 在以往的研究中已经形成多种成熟的天线单元模型，如单极子天线、对数周期天线、 贴片天线等。当设计一个天线单元时，我们所选用或设计天线的形式基本决定了天线的 极化方式，天线的结构和材料也体现了天线的功率容量，通过天线尺寸的优化得到满足 波束指向和天线增益的天线形式。当天线加工出来后，端口的驻波测试直接反映了端口 阻抗匹配情况，工程上设计的天线端口阻抗一般是5 0 欧姆，电压驻波比要求在2 ：1 以 下，天线的方向图测试则能进一步给出天线增益和波束宽度等详细参数。 本文的工作内容

48、安排如下： 第一章：讲述木课题的研究背景及意义，并对有关指标进行简单介绍； 第二章：介绍阵列天线原理； 第三章：对几种常用的方向图综合方法进行详细讲述，并作简单实例讲解； 第四章：着重对阵列天线单元间的互耦进行分析，并通过软件仿真和理论计算对天 线设计输入进行修正； 第五章：对天线进行实验测试并给出实验结论。 1 4 中国民航大学硕士学位论文 第二章线阵和平面阵 阵列天线是由不少于两个天线单元规则或随机排列并通过适当激励获得预定辐射 特性的特殊天线。组成阵列的天线单元可以是任何类型的天线，如载流线元、口径面元。 人们可以任意选择和优化阵列单元的数目、排列方式及馈电幅相分布来得到单个天线难 以提

49、供的优良辐射特性。阵列的这种设计灵活性和优越的性能是它得以广泛应用和迅速 发展的本质条件。 在阵列天线的基本分析和综合中，先假设阵列单元上的电流或电场与所加的激励成 正比，阵列扫描时单元的激励不变，即不考虑单元在阵列中的互耦。然后再专门研究阵 列天线互耦影响的计算及其弱化和补偿的方法。 2 1 波瓣图乘法原理 非各向同性而相似的点源阵，其总的场波瓣图是个别源的场波瓣图与该阵列中具有 相同的相对幅度和相位并置于各自相位中心的各向同性点源阵的场波瓣图之乘积，其总 的相位波瓣图是个别源的相位波瓣图与各向同性点源阵的相位波瓣图之和。 总的相位波瓣图以阵列的相位中心为参考。总场E 在符号意义上可写成 E

50、 = f ( O ，矽) F ( p ，t ) z ( L ( 口，) + C ( 臼，矽) ) ( 2 1 ) 式中 f ( e ，妒) 个别源的场波瓣图； 以( p ，) 个别源的相位波瓣图； F ( O ，矽) 各向同性源阵的场波瓣图； C ( p ，矽) 各向同性源阵的相位波瓣图； 上式中将波瓣图表示成( p ，矽) 的函数，表明该波瓣图乘法原理也适用于三维立体 波瓣图。 2 2 一维阵列 阵列单元的位置由一个广义坐标描述阵列称为一维阵列。因此任意曲线上设置多个 中国民航大学硕士学位论文 阵列天线单元都可视为一维阵列，显然，直线阵是最简单的一维阵列n 卯乜卜2 引。 如图1 是一个直线

51、阵简图。设由N 个单元组成的直线阵位于0 X 轴上，离坐标原点0 的距离为d 。的n 号单元激励电流为I 。e x p ( j p 。) ，方向图为六p ) ，则该直线阵的方向图 函数E ( o ) 为( 不考虑单元之间的耦合) ： ， E ( p ) = L f 。( O ) e x p j ( k d 。c o s 0 + 。) ( 2 2 ) X 图1 直线阵简图 在实际中，阵列天线通常由相同姿态、相同单元，即相似元组成，不考虑单元各自 的电环境差异，即 L ( o ) = T ( O ) ( n = 1 ，2 ，N ) 则式2 2 可表示为 E ( p ) = r ( o ) f o

52、( 9 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) 式2 4 中，T ( O ) 为单元因子，它是阵列单元上的电流在远区产生的方向图，并能反映辐 射场的极化特性，是个矢量。 f o ( o ) 为阵因子，当N 足够大时，阵列天线的主瓣宽度、副瓣电平等辐射特性主要 取决于阵因子正( p ) 。 ， 六( p ) = I 。e x p j ( k d 。c o s O + r p 。) 】 ( 2 5 ) n = l 0 为观察方向与O X 轴的夹角。 若假设直线阵的各单元T ( O ) = 1 ，以等距离d 排列，激励电流的相位 = - k n d c o s ( O o ) ，则阵列的方向图函数E (

53、 O ) 为： 1 6 中国民航大学硕十学位论文 E ( 秒) = ，。e xp ( j nu ) ( 2 6 ) 式中，U = M ( c o s 口- c o s O o ) ，O o 为阵列波束最大值指向与O X 轴的夹角。 由式2 6 可见，当U = 2 研曩m = O ，1 ，时，E ( O ) 取最大值。m = 0 时的瓣称为主瓣， m 为其他整数值时形成的瓣称为栅瓣。 控制单元激励电流的相位纯，就可改变阵列天 线辐射最大值方向O o 。当O o = 0 ，阵列波束最大值方向沿阵列方向，这种阵列称为端射 阵，当O o = 9 0 。，阵列最大值方向与阵列方向垂直，这种阵列称为边射阵

54、。 在0 变化时，所对应的U 的变化范围，称为可见区，可见区以外的部分，不同任何 实数值对应，称为不可见区。为了避免不必要的能量辐射，在可见区内，不应出现任何 栅瓣。为了不在可见区内出现栅瓣，应使，Ih ( c o s O c o s o o ) I 2 ：r 对任何0 角都成立， 因而可得如下不等式 d 衫( 1 + I c o s 岛I ) ( 2 7 ) 式2 7 表示主波束指向O o 时，对等间距阵列间距的限制条件。当O o = n 2 ，即边射 阵时，应有d A 。当0 0 = 0 ，即端射阵时，应有d l 乃( ，) = c o s ( n a r c e o sx ) ，Iz I

55、 1 【( 一1 ) ”c o s h ( n a r c c o s h X I ) ，x - 1 假设U = k d c o s O ，则N 元阵列的空间因子为 _ v ，( “) = 4 le x p j ( 2 n N - 1 ) u 2 n = l 令x = 工。c o s ( u 2 ) ，可使切比雪夫多项式与空间因子形状上一致，即 F ( “) = 瓦一l ( X 0 c o s ( u 2 ) ) ( 3 1 ) ( 3 2 ) ( 3 3 ) 中国民航大学硕士学位论文 把上式展开为傅立叶级数，就可以求得以的表达式。 当N = 2 M + 1 为奇数时，( 0 n M ) 4

56、= 专 跚+ 2 缸( 等 c o s 等 4 ， 当N = 2 M 为偶数时( 1 ，l M ) 4 = 专 锄+ 2 孰( 一等) c o s 一( 2 n - 1 ) r a n 5 ， S L R 为主副瓣的比。 S L R = 凡一l ( 工o ) ( 3 6 ) 得到X 0 的表示式为 而：c o S ha r c c o s ，h ( S L R ) ( 3 7 ) ” 一l 上述公式仪适用于d A 2 的情况、当d o M I 和M 2 分别为M 2 和( M + I ) 2 的整数部分。 上述设计原理也可推广到端射阵，但仅限于d 2 2 的情况。事实上，为了避免出 现背瓣，通

57、常要求d L 2 时，I ( z ) = 0 。因此，当三一0 0 时，式3 2 4 的积分可延伸为无穷大，即， ，a o F ( u ) = II ( z ) e 胆d z ( 3 2 5 ) 一 这就是傅立叶变换法综合线源天线方向图的理论基础。因为沿线电流分布I ( z ) 与辐 射方向图F ( u ) 之间是傅立叶变换关系，那么对于给定方向图以求出场源分布的天线综合 问题，只需，求出式3 2 5 的傅立叶反变换，即 心) = 瓦1 仁，( “) e - J = d u ( 3 2 6 ) 如果所要求的方向图为乞 ) ，相应的电流分布L ( z ) 为 驰) 2 去二胁矿加d u ( 3

58、2 7 ) 从上式可以看出，L ( z ) 并不局限于l z I L 2 因此，电流I ( z ) 产生一个近似的方向图F ( u ) ，延伸到所有z 的电流厶( z ) 才产生精 确的方向图乃( “) 。 例如用此方法综合一扇形方向图，设线源长L = 1 0 A ，要求产生1 2 0 。的扇形方向图。 因此，其理想扇形方向图应为： 删，= ：i ：兹嚣6 0 。 匕式等效为 3 5 中国民航大学硕士学位论文 局c “，= L ，m 其 他u 0 位= 置k c o s ( 6 旷) 其要求图形如图1 5 ( a ) 中实线所不。 利用式3 2 7 进行计算得 ，( z ) ：U _ _ 0

59、0 s i n U o Z I z l _ r 2 刀 “0 Z 显然，若电流函数s i n u 。z u o z 不被截断，则其傅立叶变换将获得精确的扇形方向图。 被截断后得到的实际方向图为 F c “，= 去 墨 考 + ， 一墨 言 一， ) 式中墨( x ) = 工0 x S i l 1 7 d f 是正弦积分。 将数值带入可计算得到综合的扇形方向图如图1 5 ( a ) 中虚线所示，图1 5 ( b ) 是 归一化的电流分布。 、 1 厶 ， ，、 - 7、 t 一 一l _ L 8 I 6 _ _ - - 1 4 -_ ) 2 1 jZ 少、 O，、 。 I ， 中国民航大学硕：J ：学位论文 | ， f r 。 。一 f 一。r r 一 I 一- - 正J 一一- J - 一一- -J一一 L L 一 J 州瓜八八 丫l ( b ) 图1 5 傅立叶综合线源扇形方向图 ( a ) 综合的方向图( 虚线) 与要求的理想扇形方向图( 实线) ：( b ) 电流分布 2 、线阵综合 设线阵沿z 轴放置，阵元间距为d ，阵中心位于坐标原点，阵元总数为P ，它可以 是