有源钳位电路.ppt

1、Active Clamp and Reset Technique 有源钳位电路 完整开关周期工作过程分析 摘自TI资料 庄主 2006.02.182.20,传统的复位电路及RCD复位电路,有源钳位电路及include the MOSFET parasitic output capacitance (Coss) and the internal body diode的电路,三种复位方式的性能比较,有源钳位的优点及与其它电路的相比较的不同点:,SIGNIFICANT BENEFITS: 映射回来的电感充电电流;原边的磁化电流).能量流动很快建立在此阶段.主管保持一定时间的开通以调整输出电压.通过P

2、WM信号来控制.当时间到达t1时,主管关断.一般来说,这一阶段和传统的开关拓扑过程是一样的.,Linear Transition: t1tt2在t1时刻,主管关断.主管上电流立即从QA转移其输出寄生电容(CA)上,体二极管DA反偏.由于映射过来的整个输出电流(由于较大的Lo在增加)在原边流动,CA充电非常迅速.MOS上电压呈线性上升,QC上电压于此同时线性下降.此过程一直持续到t2当CA被完全充电到Vin.同样,CC上电压同时从初值Vcr下降到(Vcr-Vin).此阶段在变压器初级电压降到0时在t2结束.这一阶段可被看作两个并联的电容(CA V=Vin 此等式中有效的电容是两个开关输出电容的并

3、联组合.CA和CC;为补偿高压MOS的有效电容,IR建议对Coss乘一个4/3的系数,也就是变压器原边电容必须考虑成一个并联的电容,整个网络电容应为C=(CA+CC)*4/3+Cpri(T1).T1时刻的原边电流可以近似为输出负载电流(或电感电流)除以变比N. 考虑到输出Ripple电流和变压器磁化电流较小,简化为:Ipri(t1)=Iout/N.此过程时间近似等式为:注意当原边电流幅值没有很大改变时,其流过路线正发生变化.整个原边电流现在被分成主管输出电容的充电和辅管(QC,钳位开关)输出电容的放电.为简化起见,分析中认为电流近似平均分配.尽管确切的比例是每个MOS输出电容值的函数.因此,在

4、t1时刻,QA上电流从满载电流下降到一半值,于此同时QC上电流从0上升到满载(full load)的一半值.这个近似假设MOS的输出电容值是相等的.实际中,它们是不一样的,因为钳位开关MOS一般比较小封装. 因此,可能会略微超过一半流进主管,略微小于一半流进ZVT开关.,Passive Reset wr=1/(Lmag*Creset)1/2 (wr in radians),转换成频率:fres=wr/(2*3.14159), or wr/6.28整个的谐振周期为:Tres(period)=1/fres;有源复位持续时间是特定的占空比和频率的作用结果.它不被PWM控制,而是输出电压调整的结果.关

5、于这个问题本文另有提及. 真正令人感兴趣的是钳位电压随着工作条件及其变化而变化.例如,任意地让主管开通更时间将导致更高的磁化电流(或能量).在主管关断和复位管开通时间内,励磁电感放电到钳位电容,导致它的电压上升.现在,当复位开关开通后,它处在一个更高的电压比起以前而导致更高的复位电流.这种自适应调整在每一个周期发生而不需要其它复杂的控制电路.,Resoant transition / t5tt6复位开关在t5关断导致原边电流从QC的导电沟道向CC转移.QC之Vds开始上升,迫使the “source” node流向更低的电位方向.(the lower supply rail),从其初始的幅值V

6、cr.变压器原边电流同时开始下降,但是注意磁化电流依然在上升从其在t5时刻的值.尽管穿过励磁电感的电压在减少,但是仍有电压加在上面直到t6,从而导致电流增加,但斜率下降.同时注意主管的漏级电流发生变化.在以前的阶段没有电流流过QA,但是从t5开始出现.QA的D极电位被钳位电压(Vcr)控制当QC开通时(t5前).一旦QC关断,原边电流同时对CC充电,主管输出电容CA放电.整个原边电流在两个电路中被分开,按照其输出电容的大小比例.在副边,自从上一阶段就没有什么变化.输出电感放出其贮存的能量,作为一个恒定电流. 通过D2到负载.D2反偏关断.这个阶段到t6结束,当穿过变压器的电压为0.原边电流到达

7、其最低的负值(Ir).,Resoant transition / t6tt7本阶段的转换与前面有所不同.首先,原边电流斜率与前面相反,虽然仍是负值,但是方向朝着0值.变压器电压也开始反向,随着转变节点从VIN变到0在t7时刻.这将使整个输入电压穿过它.没有电压经过主管直到整个CYCLE结束.这个从有源复位开始的谐振过程由贮存在磁化电感里的能量来驱动.需要贮存足够的电感能量来保证两个MOS,QA和QC的对立的电容能量需要.为满足所有的工作条件,在t7时刻原边电流可能总是很小的,但不是0,以便实现ZVT.多余的电流将在时间t7通过QA的体二级管,在钳位开关位置再对钳位电容电压(Vcr)充电. 其好

8、处是磁化电流的P-P值保持恒定在整个LINE和LOAD条件下.不需要overdesign被需要.依靠次级电感和对原边绕组的耦合,负载电流能够从D2向D1转移在这个阶段.毕竟,变压器原边电压已到达同样的幅值.注意电流是反向的.很明显在原副边没有能量传递.然而副边电位同QA开通时是一样的.在负载边两种情况是占主要的.一是负载电流全部由D2转移到D1,并耦合回原边与谐振电流相反,占主要地位.它的影响是re-position the main switch with the full input voltage across it.ZVT难以实现.另外一种情况是D2传输全部负载电流,D1完全关断.这种

9、导致不好的耦合在原副边绕组间,这是有可能的.还有另外一种不大发生的可能,就是D1和D2各自流过一半的负载电流.在本阶段或下一阶段这种情况某点发生时,显然这种情况不会象其它拓扑那样持续很长时间. 由于变压器的耦合,寄生元件及外部串连电感的使用,出现了这么多种情况.当t7时刻到达后,由于有源复位和谐振电路元件使得主管处于零电压状态.有源钳位/复位开关之Vds电压到达其最大值,包括输出电压和钳位电压.电流很小以维持开关钳位在这个位置.,Circulation Interval: t7tt8这个短暂的阶段处在主管完全处于ZVS状态,直到t8时刻开通.一般来说,这个区间用来适应所有的谐振电路的tolerance,输出电压以及磁化电流的变化.这一阶段很少活动发生.此前描述的副边电流的问题也存在于这个区间.大多数情况,电路simply coasts(滑行)直到主管重新开通.,Clock Vgs QA Vin+Vcr Vds QA Vin Ipr Im 0 -Ir Ipr Ichannel,Pracitcal Design