LLC谐振电路工作原理及参数设计.ppt

1、LLC谐振电路工作原理及参数设计,Prepared by： xx Mobile： xxxxxxxxxxxx Email： Date： Address：,第1章 谐振电路简介 第2章 LLC拓扑原理 第3章 参数设计计算 第4章 L6599芯片介绍 第5章 设计注意事项,谐振电路简介,谐振现象: 含有RLC 的无源单口网络在正弦激励作用下, 对于某些频率出现端口电压、电流同相位。,X = XL - XC =0,谐振分类： 1、串联谐振 2、并联谐振,谐振条件：,谐振电路简介,串联谐振,一、谐振条件与谐振频率：,谐振条件：,谐振频率：,或,谐振产生方法： 1）信号源给定，改变电路参数； 2）电路给

2、定，改变信号源频率。,谐振电路简介,谐振参数：,1、谐振阻抗：谐振时电路的输入阻抗Z0 串联谐振电路： Z0=R,3、品质因数：,2、特征阻抗：谐振时的感抗或容抗。 串联谐振电路：,谐振电路简介,串联谐振特性,1）阻抗最小：Z0=R 2) u-i = 0 3) cos =1 4) 电流达到最大值： Im=U/R 5) L、C端出现过电压: UL=UC=QU 6) 相量图,（电流与电压同相位）,İ,谐振电路简介,串联谐振电路阻抗,并联谐振电路的阻抗计算?,第1章 谐振电路简介 第2章 LLC拓扑原理 第3章 参数设计计算 第4章 L6599芯片介绍 第5章 设计注意事项,谐振电路拓朴原理,谐振变

3、换器之所以得到重视和研究，是因为在谐振时电流或电压周期性过零，利用这一点实现软开关，可以降低开关损耗，提高功率变换器的效率。 谐振功率变化器有以下三种：SRC（Series Resonance Circuit）、PRC（Parallel Resonance Circuit）、SPRC（Series-Parallel Resonance Circuit，又称LLC）。,SRC（串联谐振电路）,电路中电感与电容串联，形成一个串联谐振腔。这个谐振腔的阻抗与负载串联，则由于其串联分压作用，增益总是小于1。谐振腔的阻抗与频率有关，在其谐振频率fr下阻抗最小，此时的增益也最大。,SRC的直流特性曲线,根据

4、电路的直流特性可知： fsfr时,开关管 Q-ZVS； 轻载时，fs要变化很大才能保证输出电压不变; Vin增大时,fs增大使输出电压保持不变。 此时谐振腔的阻抗也增大，则谐振腔内有很高的能量在循环，而并没有把这些能量供给负载，并且使半导体器件的应力增大。,因此，串联谐振变换器存在一些不利因素：轻载调整率高、高的谐振能量、高输入电压时较大的关断电流。,PRC（并联谐振电路）,PRC的直流特性曲线,根据其直流特性可知： fsfr时，实现软开关； 轻载时，fs并不要变化很大来 维持输出电压不变； Vin增大时，fs增大来维持输出电压不变。 此时谐振腔内循环的能量依然很大，即使是在轻载的条件下，由于

5、负载与电容并联，仍然有一个比较小的串联阻抗。,与SRC相比，PRC优点：在轻载时，频率变化不大即可保证输出电压不变。 PRC的缺点：高的谐振能量、高输入电压时关断电流较大会引起较大的关断损耗。,SPRC（串并联谐振电路）,串并联谐振电路有两种形式。,LCC形式,SPRC（串并联谐振电路）,对于LCC电路，存在两个谐振频率： 显然，fr2fr1，这样低频谐振点没有利用。 从这个方案可以看出，可以利用双谐振网络来实现ZVS，如果将LCC的直流特性左右翻转，那么低频谐振点就可以利用上。因此，出现了特性较好的谐振变换器LLC结构。,LLC电路拓朴原理,LLC形式,LLC电路拓朴原理,对于LLC电路，存

6、在两个谐振频率： 显然，fr1fr2。由直流特性曲线可知： 当fsfr2时，MOSFET工作在ZVS区域，对于MOSFET而言，ZVS模式下开关损耗较ZCS模式要小； 在轻载时，LLC谐振变换器的开关频率变化很小，即使在空载时它也具备零电压开关能力。,LLC电路拓朴原理,LLC变换器的模态分析,根据LLC谐振变换器的直流增益特性可以将其分为三个工作区域。 通常将LLC谐振变换器设计工作在区域1和2，工作区域3 是ZCS工作区。对于MOSFET而言，ZVS模式的开关损耗比ZCS模式的开关损耗要小。,对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须使外加激励的频率高于谐振频率。因此对于LLC，其最小开关

7、频率不能低于 fr2. 从开关频率与谐振频率的关系来看，LLC的工作状态分为 fs=fr1, fsfr1,fr2fsfr1三种工作状态。,fs=fr1,(Phase 1/6),1/6,设定初始条件为:谐振回路中电流到零(在Q2导通时间内) 此时间内Q1 OFF,Q2 ON,D2 ON 变压器向副边传递能量 因fs=fr1,此阶段结束时刻，谐振电流与激磁电流刚好相等 变压器副边无电流，二极管D2零电流关断，实现ZCS Q2也关断,fs=fr1,(Phase 2/6),2/6,Q1,Q2,D1,D2 OFF (死区时间) 在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而且没有回零 在Q2关断时刻,由

8、于电感中的电流不能突变,将继续向Coss2中充电 此时副边能量由Cout提供,因死区时间很短,副边不需要电感 当VCoss2Vin时,Q1的体二极管导通,fs=fr1,(Phase 3/6),3/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而且没有回零 在Q1体二极管导通时刻,Q1 ON,实现ZVS开通 当 Q1 导通后，谐振电流通过 Q1 反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负载提供能量 同时Lm进行反向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,fs=fr1,(Phase 4/6),4/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右向左刚好回零 此时Q1 ON,Vin 通过变压器向副边

9、传递能量 谐振电流反向为从左向右,逐渐变大 因fs=fr1,谐振电流与激磁电流刚好相等,Q1关断,D1 ZCS关断,此阶段结束,fs=fr1,(Phase5 /6),5/6,Q1,Q2,D1,D2 OFF(死区时间) 在上个阶段结束时,Cr中的电流是从左到右的,而且没有回零 在Q1关断时刻,由于电感中的电流不能突变,Vin向Coss1充电,此时Coss2放电 此时副边能量由Cout提供,因死区时间很短,副边不需要电感 当VCoss2=0时,Q2的体二极管导通,fs=fr1,(Phase6 /6),6/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从左到右的,而且没有回零 在Q2体二极管导通时刻,Q2 O

10、N,实现ZVS开通 当 Q2 导通后，谐振电流通过 Q2 反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D2导通向负载提供能量 同时Lm进行正向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,当 fs=fr1时，从上面的分析及波形可以看到，原边电流波形为正弦波，Q1,Q2 都是 ZVS,副边二极管 D1,D2 都是 ZCS。Lm没有参与谐振。,fsfr1,(Phase1 /6),1/6,设定初始条件为:谐振回路中电流到零(在Q2导通时间内) 此时间内Q1 OFF,Q2 ON,D2 ON 变压器向副边传递能量 因fsfr1,此阶段结束时刻，谐振电流激磁电流 Q2关断 Q2关断时刻,二极管D2电流没到零,fsfr1

11、,(Phase2 /6),2/6,Q1,Q2,D1 OFF (死区时间) 在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而且没有回零 在Q2关断时刻,由于电感中的电流不能突变,将继续向Coss2中充电 当VCoss2Vin时,Q1的体二极管导通 由于fsfr1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前，,变压器副边仍有电流流动，变压器原边仍被箝位，因此谐振电流的下降斜率为（Vc-n.Vo)/Ls,(Vc 为谐振电容上的电压)。副边整流二极管 D2 上的电流逐渐减小，当谐振电流等于励磁电流的时候，D2的电流减小到0，实现 ZCS,fsfr1,(Phase

12、3 /6),3/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而且没有回零 在Q1体二极管导通时刻,Q1 ON,实现ZVS开通 当 Q1 导通后，谐振电流通过 Q1 反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负载提供能量 同时Lm进行反向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,fsfr1,(Phase4 /6),4/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右向左刚好回零 此时Q1 ON,Vin 通过变压器向副边传递能量 谐振电流反向为从左向右,逐渐变大 因fsfr1,此阶段结束时刻，谐振电流激磁电流 Q1关断 Q1关断时刻,二极管D2电流没到零,fsfr1,(Phase5 /6),5/6,

13、Q1,Q2,D1 OFF(死区时间) 在上个阶段结束时,Cr中的电流是从左到右的,而且没有回零 在Q1关断时刻,由于电感中的电流不能突变,Vin向Coss1充电,此时Coss2放电 由于fsfr1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前，,变压器副边仍有电流流动，变压器原边仍被箝位，因此谐振电流的下降斜率为（Vc-n.Vo)/Ls,(Vc 为谐振电容上的电压)。副边整流二极管 D1 上的电流逐渐减小，当谐振电流等于励磁电流的时候，D2的电流减小到0，实现 ZCS,fsfr1,(Phase6 /6),6/6,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从左到右的

14、,而且没有回零 在Q2体二极管导通时刻,Q2 ON,实现ZVS开通 当 Q2 导通后，谐振电流通过 Q2 反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D2导通向负载提供能量 同时Lm进行正向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,当 fsfr1时，从上面的分析及波形可以看到，Q1,Q2 都是 ZVS,副边二极管 D1,D2 都是 ZCS。Lm没有参与谐振。,fr2fsfr1,(Phase1 /8),1/8,设定初始条件为:谐振回路中电流到零(在Q2导通时间内) 此时间内Q1 OFF,Q2 ON,D2 ON 变压器向副边传递能量 因fsfr1,此阶段结束时刻，谐振电流=激磁电流 D2 ZCS关断,fr2

15、fsfr1,(Phase2 /8),2/8,前一阶段结束时，谐振电流=激磁电流 此时间内Q1 OFF,Q2 ON,D2 OFF Cout向副边传递能量 此时Lm参与谐振，谐振电流的上升斜率为（Vin-Vc)/(Lm+Ls) 直到Q2关断,此阶段结束,fr2fsfr1,(Phase3 /8),3/8,Q1，Q2，D2 OFF Cout向副边传递能量 在Q2关断时刻,由于电感中的电流不能突变,I(Lm+Ls)将继续向Coss2中充电 当VCoss2Vin时,Q1的体二极管导通 直到Q1开通,此阶段结束,fr2fsfr1,(Phase4 /8),4/8,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而

16、且没有回零 在Q1体二极管导通时刻,Q1 ON,实现ZVS开通 当 Q1 导通后，谐振电流通过 Q1 反向流通，当谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负载提供能量 同时Lm进行反向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,fr2fsfr1,(Phase5 /8),5/8,上阶段结束时，谐振回路中电流到零(在Q1导通时间内) 此时间内Q2 OFF,Q1 ON,D1 ON 变压器向副边传递能量 因fsfr1,此阶段结束时刻，谐振电流=激磁电流 D1 ZCS关断,fr2fsfr1,(Phase6 /8),6/8,前一阶段结束时，谐振电流=激磁电流 此时间内Q2 OFF,Q1 ON,D2 OFF Cou

17、t向副边传递能量 此时Lm参与谐振，谐振电流的上升斜率为（Vin-Vc)/(Lm+Ls) 直到Q1关断,此阶段结束,fr2fsfr1,(Phase7 /8),7/8,Q1，Q2，D1 OFF Cout向副边传递能量 在Q1关断时刻,由于电感中的电流不能突变,I(Lm+Ls)将继续向Coss2中充电 当VCoss2Vin时,Q1的体二极管导通 直到Q1开通,此阶段结束,fr2fsfr1,(Phase8 /8),8/8,在上个阶段结束时,Cr中的电流是从右到左的,而且没有回零 在Q1体二极管导通时刻,Q1 ON,实现ZVS开通 当 Q1 导通后，谐振电流通过 Q1 反向流通，当谐振电流大于激磁电流

18、，副边二极管D2导通向负载提供能量 同时Lm进行反向励磁 当ILs=0时,此阶段结束,当 fr2fsfr1时，从上面的分析及波形可以看到，Q1,Q2 都是 ZVS,副边二极管 D1,D2 都是 ZCS。Lm参与谐振。,第1章 谐振电路简介 第2章 LLC拓扑原理 第3章 参数设计计算 第4章 L6599芯片介绍 第5章 设计注意事项,LLC参数设计计算,1. 确定输入输出指标,设置输入电压: Vin_max=400V Vin_min=320V Vin_nom=385V,设置输出参数: Vo=24V Vd=0.9V Io=5A,2. 变压器参数计算,选择磁芯: Ae=107mm2 ER35,磁芯

19、双向磁时:,由此可初步核算出变压器窗口面积是否足够,否则需重新选择磁材,LLC参数设计计算,3. 设置变压器参数与匝数比,3.1 确定匝数比:,由之前的原理分析可知,为兼顾效率与空载电压,将变换器工作点 设置在fr1左侧附近最理想,3.2 变压器参数计算,根据之前选择好的磁材及最小Np,由匝比确定的Ns,试绕变压器, 得出以下参数,LLC参数设计计算,Cr=22nF,由此得出fr1,fr2,得出fr1后,需核算B是否满足,否则需重新选择Cr,Lm在此时 只是初始设置值,需根据后面讲到的Q值进行调整,4. 选择谐振电容,设置初始值:,LLC参数设计计算,对于半桥网络，其激励源可看作是个频率可变，

20、50%占空比的方波。因此为了更好的研究LLC 谐振槽路的特性及设计，我们需要简化 LLC 谐振槽路的输入输出模型。对于谐振槽路，起主导作用的是激励的基波成分。因此我们用基波等效（FHA)来等效输入模型。,5. 计算初级等效负载阻抗,LLC参数设计计算,由上图的LLC电路模型,我们可以得出以下交流等效电路。,对于谐振槽路的输入端，也就是 Q1,Q2连接点，我们通常称为半桥中点，其电压波形为一个幅值为 Vdc的方波,LLC参数设计计算,经过傅里叶分解，我们可以得到它的基波为：,其有效值为,LLC参数设计计算,由此可以得到出LLC变换器的交流等效负载阻抗为：,由于LLC变压器副边绕组的电流为正弦波，

21、对于全桥或全波整流电路,LLC参数设计计算,由此可以得到出LLC变换器的品质因素为：,因LLC电路大部分时间是工作在SRC模式,由前面讲到的RLC串联等效电路的品质因素为:,5. 计算LLC品质因素,此即为我们所熟知的电路的Q值,LLC参数设计计算,6. 计算电路的最大最小增益,最大增益值:,最小增益值:,由正常增益值可得出正常工作时的频率:,正常增益值:,LLC参数设计计算,7. 计算电路的归一化增益函数,首先计算该网络的传递函数：,进行归一化计算：令 k=Lm/Ls,fn=f/fr，带入G(jw)化简得：,LLC参数设计计算,LLC电路增益曲线,LLC参数设计计算,从LLC电路增益曲线可知

22、,所有的Q值曲线在谐振频率处的增益为 1.也就是说在fs=fr1这一点，LLC变化器的工作状态与负载无关。这也正是我们所希望的。通常情况下我们将这一点选定为正常输入电压时的工作点。由此可知，我们所希望的fn=1 从增益函数可知，变量还有K与Q，由增益曲线可以分别得出K与Q的曲线，通常来讲，K值取为3-7之间较理想。 我们可以看到当负载增加的时候，LLC 的工作频率是减小的。从物理意义上来讲，当负载阻抗 Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使 Lr和 Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC 的开关频率是减小

23、的；当负载减轻的时候，LLC的开关频率是增大的。当输入电压降低时，开关频率也是降低的。Q值在选取时，要考虑到电源在最低输入电压下始终都不能进入曲线的左侧区域（ZCS），即MAX线与曲线的交点必须在设定的最低频率以上。,通过对曲线的调整，我们就可以得出想要的工作点。,LLC参数设计计算,8. LLC电路部分器件选取,8.1 变压器绕组电流计算,次级绕组电流：,初级绕组电流：,首先计算谐振回路阻抗：,基波分量峰值：,绕组有效值电流：,LLC参数设计计算,8.2 次级电路计算,次级整流管电压,电流,损耗(24V输出） ：,次级输出电解电容纹波电流 ：,第1章 谐振电路简介 第2章 LLC拓扑原理 第

24、3章 参数设计计算 第4章 L6599芯片介绍 第5章 设计注意事项,L6599芯片介绍,LLC工作过程分析,在初始上电启动时，输出电压尚未建立，原边Lm短路的，因此必须要增加软启动电路，通过提高开关频率（软启动频率fss)来降低启动时的峰值电流，直到输出闭环进入正常工作。 在输出负载做动态跳变时，电压环路会处于快速开环闭环工作，工作频率会在最低与最高之间变化，因此需要设置变换器的fmin与fmax,fmin的设置必须大于fr2,以防止电源进入ZCS区域，fmax的设置需考虑雷击与输出空载并开环状态时输出电压不至于冲太高。,需要理解的几个频率：fr1,fr2,fmin,fmax,fs,fss,

25、L6599芯片介绍,L6599内部框图,L6599芯片介绍,L6599芯片介绍,1. Css：软启动端。此脚与地（GND）间接一只电容Css，与4脚（RFmin）间接一只电阻Rss，用以确定软启动时的最高工作频率。当Vcc（12脚）6V，DIS（8脚）1.85V（禁止端），ISEN（6脚）1.5V，DELAY（2脚）3.5V，以及当ISEN的电压超过0.8V或长时间超过0.75V时，芯片关闭，电容器Css通过芯片内部开关放电，以使再启动过程为软启动。 2. DELAY：过载电流延迟关断端。此端对地并联接入电阻Rd和电容Cd各一只，设置过载电流的最长持续时间。当ISEN脚的电压超过0.8V时，芯

26、片内部将通过150uA的恒流源向Cd充电，当充电电压超过2.0V时，芯片输出将被关断，软启动电容Css上的电也被放掉。电路关断之后，过流信号消失，芯片内部对Cd充电的3.5V电源被关断，Cd上的电通过Rd放掉，至电压低于0.3V时，软启动开始。这样，在过载或短路状态下，芯片周而复始地工作于间歇工作状态。（Rd应不小于2V/150uA13.3k。Rd越大，允许过流时间越短，关断时间越长。） 3. CF：定时电容。对地间连接一只电容Cf，和4脚对地的RFmin配合可编程振荡器的开关频率。,L6599芯片介绍,4. RFmin：最低振荡频率设置。4脚提供2V基准电压，并且，从4脚到地接一只电阻RFm

27、in，用于设置最低振荡频率。从4脚接一只电阻RFmax，通过反馈环路控制的光耦接地，将用于调整交换器的振荡频率。RFmax是最高工作频率设置电阻。4脚1脚GND间的RC网络实现软启动。 5. STBY：Standby，间歇工作模式门限（1.25V）。5脚受反馈电压控制，和内部的1.25V基准电压比较，如果5脚电压低于1.25V的基准电压，则芯片处于静止状态，并且只有较小的静态工作电流。当5脚电压超过基准电压50mV时，芯片重新开始工作。这个过程中，软启动并不起作用。当负载降到某个水平之下（轻载）时，通过RFmax和光耦（参见结构图），这个功能使芯片实行间歇工作模式。如果5脚与4脚间没有电路关联

28、，则间歇工作模式不被启用。 6. ISEN：电流检测信号输入端。6脚通过电阻分流器或容性的电流传感器检测主回路中的电流。这个输入端没有打算实现逐周控制，因此必须通过滤波获得平均电流信息。当电压超过0.8V门限（有50mV回差，即一旦越过0.8V，而后只要不回落到0.75V以下，就仍然起作用），1脚的软启动电容器就被芯片内部放电，工作频率增加以限制功率输出。在主电路短路的情况下，这通常使得电路的峰值电流几乎恒定。考虑到过流时间被2脚设置，如果电流继续增大，尽管频率增加，当电压超过另一比较器的基准电压（1.5V）时，驱动器将关闭，能量损耗几乎,L6599芯片介绍,回到启动之前的水平。检测信息被闭锁，只有当电源电压Vcc低于UVLO时，芯片才会被重新启动。如果这个功能不用，请将此脚接地。 7. LINE：输入电压检测。此端由分压电阻取样交流或直流输入电压（在系统和PFC之间）进行保护。检测电压