数字通信(同步).ppt

1、数 字 通 信,韩玉兵 电话：84315098 办公室：综合实验大楼904室,2,载波和符号同步,在数字通信系统中,为了恢复发送信息,必须对解调器输出进行周期性的抽样,每个符号间隔抽样一次.因为在接收机中对发送机到接收机的传播延迟一般是未知的,为了对解调器输出同步抽样,必须从接收信号导出符号定时. 发送信号的传播延迟导致载波(相位)的偏移,如果检测器是相位相干的,接收机必须估计这种载波(相位)偏移,必须在接收机中导出载波同步。 信号参数估计 载波相位估计 符号定时估计 载波相位和符号定时联合估计 最大似然估计的性能特征,3,信号参数估计,接收机输入信号的数学模型 是传播延迟, 是等效低通信号，

2、 由传播延迟引起的载波相位。信号参数估计 和 。,4,信号参数估计,采用N个标准正交函数fn(x)得到r(t)的标准正交展开式，接收向量为r=r1,rN。令发送信号为 最大似然准则 最大后验概率估计准则 如果没有参数向量的先验知识，可假定参数的取值范围内是均匀的(常数值)，在这种情况下，MAP和ML的估计是相同的。,5,似然函数,加性高斯白噪声 因为 所以信号参数的最大化等价于下列似然函数的最大化,6,信号解调中的载波恢复与符号同步,在每一个同步地传输信息的数字通信系统中，需要有符号同步；如果信号被相干检测，需要载波恢复。 二进制PSK接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器

3、和信号脉冲发生器。,7,信号解调中的载波恢复与符号同步,M元PSK接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。,8,信号解调中的载波恢复与符号同步,M元PAM接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。,9,信号解调中的载波恢复与符号同步,M元QAM接收机，载波相位估计用来产生参考信号，符号同步器控制抽样器和信号脉冲发生器。,10,载波和符号同步,信号参数估计 载波相位估计 符号定时估计 载波相位和符号定时联合估计 最大似然估计的性能特征,11,载波相位误差的影响,接受机中处理载波同步的两种方法： 复用法(multiplex,插入

4、导频法) 从已调信号直接导出载波相位的估计值（自同步法） 假设一调幅信号 乘以 解调 通过低通滤波滤除倍频分量,得到 相位误差以因子 降低信号电压，以因子 降低信号功率。,12,载波相位误差的影响,对于QAM和M-PSK信号 采用如下正交载波解调 低通滤波后产生同相和正交分量 信号分量功率减少因子 ，同相和正交分量之间存在相互干扰。,13,最大似然载波相位估计,假设延时已知，极大似然相位估计 等价似然函数,14,最大似然载波相位估计,例：求载波相位最大化，研究未调载波 的传输。接收信号是 估计相位使得下式最大 导数为0,15,最大似然载波相位估计,采用一个PLL环路提取估计值,16,最大似然载

5、波相位估计,采用正交载波与接收信号互相关,17,锁相环,锁相环路的组成和工作原理：锁相环路是一种关于时间的伺服系统，它是最重要的一种同步技术。锁相环路实现对周期信号的相位估计。锁相环路（PLL）由乘法器（鉴相器）、回路滤波器和压控振荡器(VCO)组成。,18,锁相环,假设锁相环输入和VCO的输出为 两信号乘积 通过环路滤波，回路滤波器是一个低通滤波器，并当相位误差比较小时。,19,锁相环,回路滤波器取简单的比例积分滤波器，传递函数为 其中设计参数 ，用来控制回路滤波器的带宽。回路滤波器的输出电压控制VCO。VCO产生一个正弦信号，它的相位为 VCO输出相位估计与输入电压之间是积分关系,20,锁

6、相环,锁相环的等效闭环系统,21,锁相环,鉴相特性为 从鉴相特性可见，当相位误差 时，产生正的误差电压去控制VCO，使 增加，从而减小相位误差。当 时，产生负的误差电压去控制VCO，使 减小，从而使相位误差向正的方向增大。平衡点是 ，这是一个稳定的平衡点。,22,锁相环,当环路工作在跟踪模式时，这时相位误差很小，可以近似为 闭环方程和闭环传递函数为 代入此例积分滤波器G(s)的表示式，得到闭环传递函数为,23,锁相环,通过一些运算得到 其中 闭环传递函数的等效噪声带宽（单边）,24,锁相环,二阶环路的幅频特性曲线，阻尼系数为1导致临界阻尼环路响应，阻尼系数小于1为欠阻尼响应，阻尼系数大于1为过

7、阻尼响应。,25,加性噪声对于锁相环相位估计的影响,考虑到加性噪声，锁相环的输入为 x(t)和y(t)是加性窄带噪声的同相分量和正交分量，它们是零均值独立高斯过程，双边功率谱密度为N0/2（W/Hz），则 和 具有相同统计特性。,26,加性噪声对于锁相环相位估计的影响,r(t)和VCO输出相乘，经过低通滤波，除去倍频项，得到受到噪声干扰的误差信号 含加性噪声的PLL等效模型为,27,加性噪声对于锁相环相位估计的影响,引进等效输入相位噪声 ，功率谱为 输出相位误差的方差为： 环路等效噪声带宽（单边）和环路信噪比,28,加性噪声对于锁相环相位估计的影响,对于SNR较高情况，适宜采用PLL的线性化近

8、似模型，输出相位误差分布被近似为高斯分布，其均值为零方差为 。 Viterbi对一阶锁相环的非线性PLL，相位误差的概率分布密度 ：,29,相位误差方差曲线,加性噪声对于锁相环相位估计的影响,30,面向判决环,当信号携带信息序列In时，有两种方法进行载波相位估计 假定In是已知的面向判决的形式； 将In作为随机序列，并对其统计平均的非面向判决的形式。 在面向判决的参数的估计时，假定在观测区间上信息序列已经估计出来，且不存在解调差错，此时除载波相位外，s(t;)是确知的。接收等效低通信号可以表示为 假定序列In 已知，则等效低通信号是已知信号，其似然函数和对数似然函数为,31,面向判决环,假设观

9、测区间T0=KT，则 微分等于0，得ML估计（面向判决的载波相位估计）,32,面向判决环,双边带PAM接收机，包含了面向判决的载波相位估计。,33,面向判决环,双边带PAM接收机，包含判决反馈PLL（DFPLL）的载波相位估计。,34,面向判决环,接收的双边带PAM 信号为 假定g(t)是持续时间为T 的矩形脉冲。VCO 输出的两路正交载波为 乘积信号为,35,面向判决环,检测器每T 秒对接收到的符号进行一次判决。在无判决误差的情况下，它重新构成无任何噪声的A(t)。这个重构的信号和正交乘法器输出延迟T 后相乘，延迟T 的目的使上下两路信号时间对齐。在无判决差错的情况下，环路滤波器的输入是误差

10、信号 环路滤波器滤除e(t)中的倍频项。期望的分量A2(t)sin 包含相位误差以驱动VCO。,36,面向判决环,具有面向判决载波相位估计的QAM信号接受机方框图,37,面向判决环,采用判决反馈PLL的M元PSK的载波恢复,38,非面向判决环,若不采用面向判决方案来获得相位估计，可将信息数据处理为随机变量并在最大化前将()对这些随机变量求平均。 假定实信号s(t)含有二进制调制，在一个信号间隔内，有 其中 A = 1，假设A 的PDF 似然函数()和A 有关，对A 的两个值平均得相应的平均似然函数和平均对数似然函数,39,非面向判决环,如果对其 微分并且令导数等于零，可得到非面向判决的ML 估

11、计。因为该函数关系是高度非线性的，精确的解答很难得到。可根据下式近似求解 。,40,非面向判决环,当信息符号有M 个值，且M 较大时，参数估计平均运算得到结果为一高度非线性函数。为简化问题，可以假定信息符号是连续随机变量。例如可假定符号幅度值A 是零均值高斯的且具有单位方差。A 的PDF 为 对() 求平均，得到平均似然函数 假定K 个信息符号是统计独立同分布，在间隔T0KT 内，对K 个符号中的每一个，将似然函数在高斯PDF 上求平均得,41,令对数似然函数的微分为0，得 下图所示为根据上式实现的跟踪环结构，它和科斯塔斯(Costas) 环相似。注意，积分器输出的两个信号相乘消除了信息符号中

12、的正负号。加法器起着环路滤波器的作用，加法器可以用一个滑动窗口的数字滤波器（加法器）实现，或者用一个对过去数据加权的低通数字滤波器实现。,非面向判决环,42,非面向判决环,43,非线性变换-M 次方环是一种非面向判决的方法，在实践中广泛地用于建立双边带抑制载波信号的载波相位。设抑制载波的双边带接收信号受加性噪声干扰，接收信号为 平方律器件输出 因为调制是一个循环平稳随机过程，所以s2(t)的期望值 在两倍频率处有功率存在。,非线性变换M 次方环,44,非线性变换M 次方环,其等效鉴相器的输出为 相位误差方差为 SL平方损失，Beq环路等效带宽，Bbp平带通滤波器带宽,45,非线性变换M 次方环

13、,M 次方环载波提取,46,科斯塔斯环,对双边带抑制载波信号载波提取的另一个方法是科斯塔斯环(Costas 1956 年) 。,47,科斯塔斯环,接收信号乘以 VCO 输出的两个正交载波 ，这两个乘积是 乘法器后面的低通滤波器滤除倍频分量。低通滤波器的输出相乘产生误差信号 误差信号经过环路滤波器，输出驱动VCO 的控制电压。,48,载波和符号同步,信号参数估计 载波相位估计 符号定时估计 载波相位和符号定时联合估计 最大似然估计的性能特征,49,符号定时估计,在数字通信系统中，解调器的输出必须以符号速率周期性地在精确的抽样时刻tm =mT+ 上抽样，其中T 是符号间隔，为了周期抽样， 符号同步

14、有几种方式： 在某些通信系统中发送机和接收机的时钟都同步到一个主时钟，该时钟提供一个非常精确的定时信号。 发送信息信号时附带发送一个频率为l/T 或1/T 的倍频时钟信号。 时钟信号也可以从接收的数据信号中提取。 面向判决的最大似然定时估计 非面向判决定时估计,50,面向判决的最大似然定时估计,如果信号是一个基带PAM 波形，它可表示为 正如载波相位估计，面向判决定时估计器将解调器输出的信息符号作为已知的发送序列。对数似然函数为,51,面向判决的最大似然定时估计,求的ML 估值的必要条件是 由此给出跟踪环的实现方法，如下图所示。可以看到环路中的求和器作为环路滤波器，其带宽由求和器的滑动窗口的长

15、度控制。环路滤波器的输出驱动压控时钟振荡器(VCC)，VCC 输出控制环路输入的抽样时间。因为在 的估计中使用了已检测信息序列In ，所以该估计是面向判决的。,52,面向判决的最大似然定时估计,53,非面向判决定时估计,非面向判决定时估计的方法：首先将似然函数在信息符号的PDF 上求平均，得出平均似然函数或平均对数似然函数，再 求微分并令其等于0得到最大似然估计的条件。 在二进制PAM 情况下，其中 In = 1 ，且等概率，对数据求平均得 与载波相位估计情况一样，对小的x 有 因此在低信噪比时,54,非面向判决定时估计,由此得到下图所示跟踪环路实现方案,55,对于多电平PAM可以用具有零均值

16、单位方差的高斯PDF来近似信息符号的统计特征。即将 ( )在高斯 PDF 上求平均时，通过求导可得到 的非面向判决估计值。,非面向判决定时估计,56,非面向判决定时估计,由此得到下图所示跟踪环路实现方案，其中定时环与用于相位估计的科斯塔斯环相似。,57,载波和符号同步,信号参数估计 载波相位估计 符号定时估计 载波相位和符号定时联合估计 最大似然估计的性能特征,58,载波和符号定时的联合估计,多个参数的联合ML估计优于各自参数的ML估计 设等效低通信号 其中In 和Jn为两信息序列。对于PAM，令Jn = 0 (所有n)，且序列In是实；对于QAM 和PSK，令Jn = 0 (所有n)，且序列In是