NCP1216A NCP1252做正激设计应用

1、离线控制器NCP1216A PWM电流模式高功率控制器通用离线用品坐落在SOIC-8或PDIP-7封装，NCP1216代表基于控制器的NCP1200的一个增强版本。由于其高的驱动能力，NCP1216驱动大栅极电荷的MOSFET，连同内部斜坡补偿和内置的频率抖动，缓解现代化的AC-DC适配器的设计。其内部结构在不同的固定频率操作，控制器用品本身，避免了从高电压轨需要一个辅助绕组。自然，此功能简化了设计在某些特定的应用程序，例如任务电池充电器或电视机。电流模式控制提供了一个极好的音频输入易感性和固有的脉冲，脉冲控制。内部斜坡补偿容易采取防止次谐波振荡放置在连续传导模式设计。当电流给定值低于一个给定

2、值，例如输出电力需求减少，IC自动进入所谓的跳周期模式，在轻负载条件下提供出色的效率。发生这种情况，因为在用户可调的低峰值电流，没有声噪声。的NCP1216具有高效的保护电路，这存在下的过电流状态关闭输出脉冲，而设备进入安全突发模式，试图重新启动。一旦默认已消失，器件自动恢复。特点无需辅助绕组操作电流模式控制，具有可调跳周期能力内部斜坡补偿有限公司50的占空比（NCP1216A只有）内置1.0 ms软启动（NCP1216A只有）内置的频率抖动更好的EMI签名自动恢复内部输出短路保护极低的空载待机功耗500 mA峰值电流能力固定频率为65kHz的频率版本，100千赫，133千赫内部温度关机直接光

3、耦连接SPICE模型可用于瞬态和AC分析引脚对引脚兼容与NCP1200系列这些是无铅和无卤化物设备典型应用高功率AC-DC转换器，用于电视，机顶盒等。 离线适配器的笔记本电脑电信DC-DC转换器 所有的电源供应器 本文描述,將NCP1216A用於單端正激變換器的設計程序,用於通訊系統. 輸入電壓範圍:3672V DC 輸出功率30W 12V 2.5A 效率要求 85% 輸入輸出隔离電壓為1500V. NCP1216A是一個適合於此的合適的選擇,這是由於: 50%最大占容比工作. 正激式變換器通常都將占空比限制於50%,由於電壓復位值強制於等于輸入電壓.(1:1)因此不得超過50%,以防磁芯飽合

4、. 無輔助繞組工作. 用Dss(動態自供電方式)允許NCP1216A直接從高壓線路供電,而不用Vcc.當然也可以選用輔助繞組. 500mA峰值電流驅動能力. NCP1216A可直接驅動功率MOSFET,可不用附加驅動級,如果選擇的MOSFET栅驅動超出Dss能力,則必須加輔助繞組供電. 電流型工作. 逐個周期的初級電流監視,以消除任何因二次側短路及過流造成的飽合 直接光耦反饋連接 應用中,輸入輸出之間隔离,加一光耦即可,省去好多元件.极低的空載功耗. 很易實現當今對綠色電源的空載功耗的要求. 短路保護. 用監視反饋端的激活與否,NCP1216A易如反掌地實現二次短路保護.耦合問題消除了對槽路的

5、需求. 35W DC/DC 的技術規範. Vimin 36V Vmax 72V Vout 12V Iout 3A f = 100KHz No Load 48V 85%.IC1為主控電路,二次側D4A及D4B為整流及回流二极管.電容C6提供共模電流回路(隔直電容),R7R10,C12,TL431光耦.IC2組成隔離反饋網絡.保持輸出電壓穩定.吸收電路R6,C7,接電感L2兩端,此為防高頻振蕩.L2,C8,C9,C10為輸出濾波.L3及C11為再次濾波.以減少高頻噪聲. 各部分設計過程如下: 主變壓器設計 在正激變換器中,其磁芯要確保加輸入電壓到初級繞組.它建起磁通.它通過初次級繞組,用法拉弟定律

6、.E=N.d/dt,此處E為N匝繞組感應電壓,以產生磁通.此外加上輸入電壓僅在ton時間,由此用伏秒积的方式: 有: Ae 磁芯有效截面積. 磁芯的磁通密度 這樣最高磁密max及初級峰值磁化電流Ipeax由初級電感L1及最高輸入電壓根據(2),(3)式給出. 此處:Vin-最大輸入電壓 L1-初級繞組電感 Fop-工作頻率 Dmax-最大占空Np-初級匝數 初級的磁化電流不參與能量傳輸,卻在初級繞組和開關中造成損耗,當開關關斷時,變压器磁芯必須復位.為讓其磁芯復位,要加一復位電路.磁化電流Imag要保持較小值,遠小於初級電流. 磁密選擇要與磁芯材料的飽合磁密max相適應.還要放虙磁滯效率.磁芯

7、溫升帶來的變化.此外,磁密隨頻率的升高會下降,建議在高頻時(100KHg),選在0.150.2T.如果選擇更高磁密,損耗會增加.初級繞組匝數按下式計算.: 對EFD-25,磁芯,其截面Ae=58mm2.Vin max=80V f=100KHz 選max=0.2T最大Dmax=0.5,於是求出Np=35. 復位繞組匝數取決於應力設計,復位繞組匝數低於主繞組時,主功率Mos漏极電壓會低於2*Vin max但是.這會限制最大占空比.使之少於50%.傳统上,復位繞組匝數若大於主繞組,最大占空比會增加,但MOSFET電壓應力將大於2*Vin max. 綜合上述,習慣上選擇復位繞組匝數與主繞組匝比為1:1

8、,這一點很重要,即復位繞組要與主繞組繞制時緊密耦合.若兩繞組間漏感較大,則會影響整體轉換效率.而二次繞組匝數Ns由下式求出. Vout-輸出電壓 Vf-整流器正向壓降 Vin min-最低輸入電壓 對於EFD-25,可得出Ns=25. 初次級繞組必須注意防止趋膚效應(SKIN),可用幾種方法解決.一是多根導線並聯,對應頻率下的最大導線直徑由下式求出. 所選初次級導線整個截面積由整個輸出功率及允許的溫升決定,電流密度大於23.5A/mm2.若用風冷,電密可以到56A/mm2 復位繞組可用一根細導線繞出即可,給出的去磁電流很小. 在某些情況下,加入一小點氣隙在變壓器磁芯中,這可以大幅度減小磁芯的剩

9、磁.Br.防止磁芯飽合,便會影響一點效率,會使磁化電流加大,此外會使Vcc繞組接成flybeck時產生穩定的Vcc. 輸出濾波電感設計. 輸出電感值的選擇取決於可接受的紋波電流的水平.要求小紋波時,可選大電感值,另一方面,電流紋波時.就必須用大的輸出電容.以減小紋波電壓.實際上限制紋波電流在1020%.的平均電流,最大電流紋波Imax出現在50%占空比時,由下式給出. 此處:Vsec max-二次繞組電高電壓 L2- L2的電感量. 在NCP1216A中,用了100MH電感,最大輸出紋波電流為Imax=2.0A,這相對較高,便可減小電感尺寸. 輸出電容值要選擇得在最大允許的輸出電壓時流過RMS

10、電流產生最小的紋波電壓. 電流互感器的設計. 電流互感器.用於取代電流檢測電阻減小功耗.在此處大約減小了三瓦的功耗.采用電流互感器功耗大約只有0.05W.(50mw),其缺點是產生電流誤差.它由此互感器產生.會降低電流檢測的準確性. 互感器二次繞了38匝,用於NCP1216A,初級為1匝銅片.峰值電流I 2pk由下式求出此處 I 1pk為峰值電流(功率開關的) Ns為二次繞組匝數. Imag pk為磁化電流峰值. 圖2示出電流互感器的實用電路,峰值磁化電流由(9)式給出: 此處:Vcs th max電流檢測輸入的最大電壓阈值. Ls-二次繞組的電感值. 電流檢測電阻的阻值Rsonse由(10)

11、式求出: NCP1216A前沿消隱電路(LEB)容許設計一個RC网絡在開關開啟時.抑制電感尖峰. 初級RCD箝位電路及電感箝位網絡設計. 由於繞制工藝導致的初次級繞組間的漏感決不會為0.儲存在此漏感中的能量(在ton時)會在開關關斷時產生大的尖刺.為保護功率開關不被尖刺破壞,.加一個RCD网絡.這些元件值不僅取決於漏感值,還與反射電壓,PCB佈局的寄生參數及RCD電容直接相關.RCD箝制功耗由(11)式給出. 此處:Lleak-漏感值 Vclamp-箝位電壓值 Vrefl-反射電壓值(Vrefl=Vin max) 箝位元件值的選擇由下式給定: 此處:Vipple為箝位電容上的紋波電壓. 一個R

12、C吸收网絡,接到電感L2抑制寄生振蕩,此振蕩常發生在回流及整流二极管工作交替階段. 調整环的設計 采用TL431並聯式穩壓器作回饋.光耦提供好的隔离,輸出電壓設置由下式給出: 流過光耦LED的最大電流由電阻R7決定,TLV431內部功耗很低.這樣不同旁路電阻給LED.電阻R8及C12用於反饋環的補償网絡.最佳數值可由反饋的響應網絡測量. .双开关正激转换器原理介绍及其应用设计 更新于2012-07-16 04:17:51 文章出处:互联网 双开关 转换器 原理 单开关(或称单晶体管)正激转换器是一种最基本类型的基于变压器的隔离降压转换器，广泛用于需要大降压比的应用。这种转换器的优点包括只需单颗

13、接地参考晶体管，及非脉冲输出电流减小输出电容的均方根纹波电流含量等。但这种转换器的功率能力小于半桥或全桥拓扑结构，且变压器需要磁芯复位，使这种转换器的最大占空比限制在约50%。此外，金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)开关的漏电压变化达输入电压的两倍或更多，使这种拓扑结构较难于用在较高输入电压的应用。正激转换器中，变压器的磁芯单方向磁化，在每个开关周期都需要采用相应的措施来使磁芯复位到初始值，否则励磁电流会在每个开关周期增大，经历几个周期后会使磁芯饱和，损坏开关器件。相对而言，如果有磁芯复位，电流就不会在每个开关周期增大，电压会基于励磁电感(Lmag)反相并使磁芯复位。图1以单开关正激转换

14、器为例，简要对比了无磁芯复位与有磁芯复位的电路图及励磁电感电流波形。有3种常见的标准磁芯复位技术，分别是三次绕组，电阻、电容、二极管(RCD)钳位和双开关正激。三次绕组磁芯复位技术的电路示意图参见图1b)，这种技术能够提供大于50%的占空比，但开关Q1的峰值电压可能大于输入电压的2倍，而且变压器有三次绕组，使变压器结构更复杂。RCD钳位磁芯复位技术也能使占空比大于50%，但需要写等式和仿真，以检验复位的正确性，让设计过程更复杂。RCD钳位技术的成本比三次绕组技术低，但由于复位电路中的钳位电阻消耗能量，影响了电源转换效率。图1：正激转换器不带磁芯复位与带磁芯复位之对比。与前两种磁芯复位技术相比，

15、双开关正激更易于实现，而且开关Q1上的峰值电压等于输入电压，降低了开关所承受的电压应力。这种技术需要额外的MOSFET (Q2)和高端驱动器，且需要2个高压低功率二极管(D3和D4)，参见图2。双开关正激技术的每个开关周期包含3步：第1步，开关Q1、Q2及二极管D1导通，二极管D2、D3及D4关闭；第2步，开关Q1、Q2及二极管D1关闭，而二极管D2、D3及D4导通；第3步，开关Q1、Q2及二极管D1仍然关闭，二极管D2仍然导通，而二极管D3及D4则关闭。图2：双开关正激转换器电路原理图。当然，采用这种技术后，转换器就成了双开关正激转换器，它不同于单开关正激转换器，不需要特殊的复位电路就可以保

16、证可靠的变压器磁芯复位，可靠性高，适合更高功率等级。NCP1252双开关正激转换器演示板规格概览NCP1252是安森美半导体新推出的一款改进型双开关正激转换器，适合于计算机ATX电源、交流适配器、UC38XX替代及其它任何要求低待机能耗的应用，相关能效测试结果将在后文提及。这器件也是一种固定频率控制器，带跳周期模式，能够提供真正的空载工作。此外，NCP1252具有可调节开关频率，增强设计灵活性；还带有闩锁过流保护功能，能够承受暂时的过载。其它特性还包括可调节软启动时长、内部斜坡补偿、自恢复输入欠压检测等。NCP1252与市场上不含输入欠压检测、软启动及过载检测的UC384x系列器件相比，提供这

17、系列器件所不包含的这些功能(额外实现成本为0.07美元)，降低成本并提升可靠性。安森美半导体基于NCP1252构建的演示板规格包括： 输入电压范围：350至410 Vdc； 输出电压：12 Vdc，精度5%； 额定输出功率：96 W (8 A)； 最大输出功率：120 W (每分钟持续5秒)； 最小输出功率：真正空载(无假负载)； 输出纹波：50 mV峰值至峰值； 最大瞬态负载阶跃：最大负载的50%； 最大输出压降：250 mV (5 s内从输出电流=50%到满载(5 A到10 A)。NCP1252应用设计：功率元件计算1) 变压器匝数比、占空比及励磁电感首先计算变压器在连续导电模式(CCM)

18、下的匝数比N。根据等式(1)可以推导出等式(2)：(1)(2)其中，Vout是输出电压，是目标能效，Vbulk min是最小输入电压(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是变压器匝数比。相应我们也可以验证出高输入线路电压(410 Vdc)时最小占空比，见等式(3)：(3)为了恰当地磁芯复位，需要极小的励磁电流来对绕组电压反相。根据经验法则，励磁电流为初次峰值电流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，这数值的计算过程参见后文。变压器励磁电感的计算见等式(4)：(4)2) LC输出滤波器首先选择交越频率(fC)。因开关噪声缘故，fC大于10 kHz时要求无

19、噪声布线，难于设计。故不推荐在较高的频率交越，直接选定fC为10 kHz。如果我们假定由fC、输出电容(Cout)及最大阶跃负载电流(Iout)确定出Iout 时的最大压降(Vout)为250 mV，我们就能写出下述等式：(5)(6)我们选择的是2颗松下FM系列的1,000 F16 V电容。从电容规范中解析出：Ic,rms=5.36 A TA=+105 RESR,low = 8.5 mW TA = +20 RESR,high = 28.5 mW TA = -10 接下来，以DIout = 5 A 来计算DVout ，见等式(7)：(7)这里有一个经验法则，就是选择等式(6)计算出来的值一半的等

20、效串联电阻(ESR)电容：RESR,max = 22 mW 0 。这个规则考虑到了电容工艺变化，以及留出一些电源在极低环境温度条件下启动工作时的裕量。最大峰值到峰值电流(IL)的计算见等式(8)：(8)要获取输出电感值，我们能够写出关闭时间期间的降压纹波电流等式：(9)对等式(9)进行转换，就可以得到等式(10)，最终我们选择27 H的标准值。(10)输出电容的均方根电流(ICout,rms)计算见等式(11)：(11)其中，额定电感时间常数()的计算见等式(12)：(12)3) 变压器电流经过一系列计算(详细计算过程参见参考资料3)，可以得到：次级峰值电流(IL_pk)为11.13 A，次级

21、谷底电流(IL_valley)为8.86 A，初级峰值电流(Ip_pk)为0.95 A，初级谷底电流(Ip_valley)为0.75 A，初级均方根电流(Ip,rms)为0.63 A。4) MOSFET由于NCP1252是双开关正激转换器，故作为开关的功率MOSFET的最大电压限制为输入电压。通常漏极至源极击穿电压(BVDSS)施加了等于15%的降额因数，如果我们选择500 V的功率MOSFET，降额后的最大电压应该是：500 V x 0.85 = 425 V。我们选择的功率MOSFET是采用TO220封装的FDP16N50，其BVDSS为500 V，导通阻抗(RDS(on)为0.434 (T

22、j=110)，总门电荷(QG)为45 nC，门极至漏极电荷(QGD)为14 nC。MOSFET的导电损耗、开关导通损耗计算见等式(13)到(14)：(13)(14)其中，交迭时间(t)由下列等式计算得出：(15)MOSFET的开关关闭损耗见等式(16)：(16)其中，交迭时间(t)由下列等式计算得出：(17因此，MOSFET的总损耗为：Plosses=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW (18)5) 二极管次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压(PIV)，结合二极管降额因数(kD)为40%，可以计算出PIV，见等式(19)：(19)由于PIV10

23、0 V，故能够选择30 A、60 V、TO-220封装的肖特基二极管MBRB30H60CT。二极管导通时间期间的导电损耗为：Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W (20)关闭时间期间的导电损耗为：Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W (21)NCP1252应用设计：NCP1252元件计算1) 用于选择开关频率的电阻Rt采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率(FSW)。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：(22)其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考(2.2 V)。2) 感测电阻NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻(Rsense)以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差：(23)(24)3) 斜坡补偿斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿(通常为50%至100%)，仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。