并联型APF三相四线制系统的控制策略研究

1、第 44 卷第 2 期电力电子技术Vol.44， No.22010 年 2 月Power ElectronicsFebruary，2010并联型 APF 三相四线制系统的控制策略研究李新宇， 邓先明， 李德路， 张倩倩（1.中国矿业大学， 江苏 徐州221008； 2.江苏省电力传动与自动控制工程技术研究中心， 江苏 徐州221008）摘要 ：介绍了用于三相四线制的有源电力滤波器 （APF）的工作情况 ，给出了 APF 预测控制的基本原理及系统的特点，并对空间矢量预测电流控制进行建模和仿真。 最后通过仿真和实验验证了该算法的可行性和良好的控制效果。关键词：滤波器； 空间矢量控制； 三相四线制中

2、图分类号：TM921文献标识码：A文章编号：1000-100X（2010）02-0049-02Study on Controller of Shunt APF Three-phase Four-wire SystemLI Xin-yu， DENG Xian-ming， LI De-lu， ZHANG Qian-qian（1.China University of Mining and Technology， Xuzhou 221008， China；2.Jiangsu Electrical Drive & Control Engineering Technology Research Cent

3、er， Xuzhou 221008， China）Abstract：This paper describes an active power filter（APF） used for three-phase four-wire，the basic principles and system features of predict in APF are introduced.The modeling and simulation of space vector modulation（SVM）based on the pre-dictive current controller are given

4、.The waveforms show that the algorithm has good control effect and the experiment veri-fy the feasibility of the algorithm.Keywords：filter； space vector control； three-phase four-wire system1引言三相四线制系统与三相三线制系统相比， 其谐波和无功电流检测方法的根本区别在于对三相电流中零序分量的处理。 根据瞬时功率理论可将负载电流解耦成各个分量， 采用不同的补偿算法得到的分量也不同1。文中提出了一种基于电压空

5、间矢量的 APF 预测电流控制方法。 该方法在 k 采样时刻预测 k+1 采样时刻的指令电流， 计算 k+1 时刻 APF 的参考电压，通过电压空间矢量脉宽调制（SVPWM）方法得出相应的控制开关信号，以达到跟踪控制电流的目的。电压 SVPWM 可以提高电流控制精度和直流电压利用率；预测方法的应用则可以消除采样、计算等引起的延时对电流控制的不良影响2-4。在三相四线制系统中，由于零线的存在，使 APF 主电路和控制电路的构成形式与三相三线制有所不同，分为四相变流器和三相变流器两种。文中从经济的角度出发，采用三相变流器结构。式中 ：Ts 为采样周期 ；ic*（k+1）和 u*（k+1） 分别为在

6、 k+1 时刻 APF 的指令电流与参考电压。图 1并联型 APF 等值电路由式（2）可知，为了在 k 时刻得到 u*（k+1），就必须提前一个采样时刻预测出 ic*（k+1）。在提前一个采样时刻计算出 u*（k+1）后，就可以使用 SVPWM 方法得到合适的 APF 开关控制信号，从而达到跟踪控制电流的目的。采用一种简单有效的快速预测指令电流方法，其原理如图 2 所示。在稳态时，利用上一周期的历史数据来产生下一采样时刻的 ic*（k+1）；在暂态时，利用二阶外推插值法得到下一采样时刻的 ic*（k+1）。2 APF 预测控制基本原理图 1 示出并联型 APF 等值电路。忽略 APF 交流侧电

7、阻的影响，有：ux=Ldicx+ek，x=a，b，c（1）dt将式（1）离散化，有：ux*（k+1）=Licx*（k+1）-icx（k）/Ts+ex（k）（2）定稿日期：2009-08-26作者简介：李新宇（1983-），男，安徽宿州人，硕士研究生，研究方向为电力电子技术、电能质量问题。图 2参考电流预测原理图在稳态时，负载电流及其所含有的谐波电流成分都比较稳定，可视为周期变化，因此利用所存储的上一周期指令电流值来得到下一采样时刻的指令电流值，即：ic*（k+1）=ic*k-（N-1）（3）式中：N 为一个周期的采样点数。在暂态时，由于负载电流在变化，因此上述预测方法不再适用。此时，利用拉格朗

8、日插值法做出外推预测，有：ic*（k+1）=3ic*（k）-3ic*（k-1）+ic*（k-2）（4）49 第 44 卷第 2 期电力电子技术Vol.44， No.22010 年 2 月Power ElectronicsFebruary，2010在图 2 中， 下一采样时刻指令电流信号的产生需要根据不同情况选择不同预测方法， 只需判断负载电流处于稳态还是暂态就可以确定指令电流信号的产生方法。 在稳态时，有：ic*（k）-ic*（k-N）0（5）由于系统的不确定性及外界的各种干扰，式（5）中 ic*（k）与 ic*（k-N）不一定完全相同。 因此，暂态的判断条件可设定为：e（k）=ic*（k）-

9、ic*（k-N）emax（6）当式（6）不成立时，负载电流处于稳态，可采用式（3）进行电流预测；当式（6）成立时，负载电流处于暂态，可采用式（4）进行电流预测5。3 空间矢量预测电流控制策略的仿真系统参数：线电压 380 V，系统阻抗 R=0.1 ，非线性负载为三相不控整流桥直流侧负载 8 及 a 相接单相不控整流桥，直流侧负载为 8 电阻。 直流侧电阻给定电压 Udc=1.2 kV。图 3a 示出直流母线总电压 Udc、直流侧上下电容电压之差 UC1-C2 及各电容电压 UC1，UC2 的波形。 两电容在预充电情况下，在 0.05 s 就达到稳定值，UC1， UC2 均稳定在 600 V；图

10、 3b 示出补偿前、后三相电流波形，因负载不平衡，a 相电流幅值偏大 ，从图中可见补偿效果良好；图 3c 示出中线电流 iN、中线的指令电流 ic* 与补偿电流 ic 波形。 可见，ic 与 ic* 的幅值基本相等，相位相反，使 iN 最终基本为零。由仿真结果可知，基于空间矢量预测电流的控制策略在三相四线制系统中具有很好的补偿效果。流密度、低饱和电压和高耐压的优点，以及 MOSFET 高输入阻抗、高开关频率和低驱动功率的优点。 而且 IPM 内部集成了逻辑、控制、检测和保护电路，不仅减小了系统的体积，缩短了开发时间，而且增强了系统的可靠性，顺应当今功率器件的发展方向，使 IPM 在功率电子领域

11、得到了日益广泛的应用。文中选用 R 系列 7MBP100RA120 型 IPM，其直流工作电压为 0.9 kV，最大承受电压为 1 kV，额定电流为 100 A，开关管开通的最小时间为 0.3 s，开关管关断的最大时间为 3.6 s。器件电压的选择由 Udc 决定，一般取 IGBT 耐压约为 2Udc 即可满足要求。 器件的电流取决于 APF 最大补偿电流值 Icmax， 考虑一定的安全裕度， 通常取 IGBT 的额定电流约为 2Icmax。器件的工作频率由实际补偿对象和具体补偿要求来确定。5 实验结果及分析搭建 dSPACE 下载模块如图 4 所示。图 3仿真波形4 基于 dSPACE 的

12、APF 设计及实现为了简化功率电路并提高功率电路的可靠性，选择了智能功率模块（IPM）作为二相逆变功率主电路。 IPM 是一种先进的功率开关器件，具有 GTR 高电图 4空间矢量预测电流控制策略 dSPACE 下载模块为达到不对称效果， 不平衡负载为三相不控整流桥带 8 电阻，另外在 a 相挂 8 不对称负载。 实验电网电压为 60 V，Udc=200 V， 实验结果如图 5 所示。 在图 5a 中，由于多带 8 电阻，故 a 相幅值较大；图 5b 为只补偿谐波成分、不补偿零序时，a，b 两相的电流波形，可见，谐波成分得到补偿，效果良好；图 5c 为补偿谐波与零序后 a，b 的相电流波形，可见

13、中线电流也得到了一定补偿。 在图 5d 中，Udc 与 UC1， UC2 均得到了很好的稳定。 利用设备自身稳定获取直流母线电压的过程。第一升压阶段为整流升压阶段。 APF 系统刚启动时 ，Udc=0， 在该阶段关闭所有的IGBT，利用与其反并联的二极管对直流电容进行充电，相当于三相全桥整流。 根据三相全桥整流理论，此阶段直流侧电容电压能升到网侧交流电压的线电压峰值。 但是在 APF 投入运行的瞬间，其交直流两侧有特别大的电压差，必然会出现较大（下转第 91 页）50基于全数字锁相环的电网频率跟踪技术DEC， 在电路输出信号中进行脉冲的增加和减少操作，来调整输出信号的频率和相位；N 分频器将脉

14、冲加减电路的输出信号进行分频， 从而得到所需的频率和相位信号。4 仿真与试验分析选 用 Cyclone 系列 FPGA EP1C12Q240C8N 作为 PLL 电路设计的硬件平台。 在 QUARTUS5.0 中完成综合设计。 取系统时钟 fclk=0.204 8 MHz，输入频率 fin=50 Hz，fo 为输出信号，由输入信号 fin 初始相位分别为 0，90，180时的仿真波形可见，相位误差越大，同步时间越长。 同时研究不同 fclk 对锁相速度的影响，可知系统时钟越高，跟踪速度越快。在仿真研究中得到基本参数规律后， 在实际电路进行了实验， 电网采样信号 us 和 FPGA 处理信号uo

15、 的波形如图 5 所示。图 5频率同步跟踪实验结果在实际的电路中 ， 取 FPGA 的系统时钟取 f0= 3.276 8 MHz，K=4。 实验结果表明，该电路能够很好地跟踪电网频率的实时变化， 同时可以看出相位误差为 0.1%，频率测量误差为 0.06%，可实现同频率同相位的锁定。5结论将基于 FPGA 的全数字锁相环技术用于电网的同步采样中， 仿真和实验结果表明该方案不仅精度高，可靠性好，而且实时性强，提高了电网参数的采样精度，对于电网谐波计算有较大的实际意义。参考文献1 胡晓菁 ，宋政湘 ，王建华 ，等.数字倍频原理的频率跟踪技 术的误差分析与改进J.电力系统自动化，2007，1（4）：

16、85-88.2 李军徽.FPGA 的 SPWM 数字化自然采样脉冲发生器的研究D.辽宁：东北电力大学，2006.3 黄 纯，彭建春，刘光晔，等.周期电气信号测量中软件同步采样方法的研究J.电工技术学报，2004，19（1）：75-79.4 黄 纯，何怡刚，江亚群，等.交流采样同步方法的分析与改进J.中国电机工程学报，2002，22（9）：38-42.5 胡华春，石 玉.数字锁相环路原理与应用M.上海：上海科学技术出版社，1990.!（上接第 50 页）的冲击电流，该冲击电流甚至可以达到初始值的 3 倍以上。 尽管 APF 出口侧电抗会对电流有一定抑制作用， 但该电流还是有可能超过 IGBT 反

17、并联二极管的最大允许正向电流峰值而损毁器件，同时引起过流保护，使 APF 因封脉冲而不能正常运行。因此可在电路中串入限流电阻，在第一阶段升压完成后将电阻切除。图 5实验波形在第二个升压阶段，采用直流母线稳定性控制的方法，将 Udc 控制在给定值。 但在此过程中，若整流升压值与给定值相差较大，也会在瞬间产生较大的冲击电流，引起过流保护。 这时可采用给定电压软启动和使给定电压逐渐上升的办法。 在器件允许的情况下也可适当延长各保护的检测时间或提高保护的阙值。6结论在基于 dSPACE 的 APF 实验平台， 对三相四线制 APF 系统进行实验研究，给出了相应的实验波形并对结果进行了分析。 实验结果证

18、明了算法的可行性。参考文献1 卓 放，杨 君，胡军飞，等，三相四线制系统并联型有源电力滤波器实验研究J.电力电子技术 ，1999，33（12）：16-18.2 3-D Space Vector PWM for Three-leg Four-wire Voltage Vource InvertersA.2004 35th Annual IEEE Power Electronics Spe-cialists ConferenceC.3946-3951.3 Yang Xiao-bo，Wu Wei-yang，Shen Hong.Adaptive Three Dimensional Space Vector Modulation in abc Coordinates for Three Phase Four Wire Split Capactor Converter J.1-4244-0448-5/06，2006 IEEE.4 Foure-wire Dynamic Voltage Restorer based on a Three-Dimensional Voltage Space Vector PWM Algorit