调频通信系统测试与设计-综合课程设计报告.doc

专业综合课程设计报告题 目： 调频通信系统测试与设计 武汉理工大学信息工程学院 2012 年 7 月 6 日专业综合课程设计任务书学生姓名： 专业班级： 通信0704 指导教师： 工作单位： 信息工程学院 题 目: 调频通信系统测试与设计课程设计目的：1. 通过对THEX-1型综合实验平台的使用，深入了解通信电路的原理；2. 掌握通信电路的测试方法和设计实验的方法；3. 学习构造简单通信系统的方法；4. 提高正确地撰写论文的基本能力。课程设计内容和要求1. 重点测试项目：实验4、5、7、8、18、19；要求详细分析实验电路的工作原理（说明每个元器件的作用和功能），写出测试项目，并对测试结果作出详细分析，在实验18、19中改变调制方式，观察测试结果。2. 一般测试项目：实验1、2、6、9；简单说明电路各个组成部分的作用或功能，写出测试项目，并对测试结果作出详细分析。3. 其他实验项目可以选做。4. 查阅不少于6篇参考文献。初始条件：1. THEX-1型综合实验平台及实验指导书；2. 示波器，万用表。时间安排：第17周，安排设计任务；第18周，完成重点测试项目；第19周，进行一般测试项目；答辩。指导教师签名： 年 月 日系主任（或责任教师）签名： 年 月 日目 录1变容二极管调频实验（FM1）11.1电路工作原理11.2 测试项目和方法21.2.1 振荡器输出的调整21.2.2 变容二极管静态调制特性的测量21.2.3 变容二极管动态调制特性的测量21.3 测试结果及分析32集成锁相环调频鉴频实验（FM2）42.1 电路工作原理42.1.1LM565简介42.1.2实际电路介绍52.2 测试项目和方法142.2.1 压控振荡器各频段的测试142.2.2 压控振荡器两种输出信号的观察142.2.3 滤波器带宽的测试152.2.4 调频器实验152.2.5 同步带和捕捉带的测试152.2.6 解调器实验152.3 测试结果与分析163分立元件相位鉴频实验(FMDEM1)193.1 电路工作原理193.2 测试项目与方法203.2.1 相位鉴频器的调整203.2.2 鉴频特性的测试213.2.3 相位鉴频器的解调功能测量213.3 测试结果及分析214乘积型相位鉴频实验（FMDEM2）224.1 电路工作原理224.1.1相位鉴频的原理224.1.2MC1496乘积型相位鉴频器234.2 测试项目与方法244.2.1 静态工作点的测量244.2.2 鉴频特性曲线（S曲线）的测量方法244.3 测试结果及分析255高频大系统综合实验（发送部分）265.1 实验基本原理265.2 测试项目265.3 测试结果及分析276 高频大系统综合实验（接收部分）296.1 实验基本原理296.2 测试项目296.3 测试结果及分析307LC与晶体振荡（本振）实验（OSC）347.1 电路工作原理347.1.1 起振条件347.1.2 电容三点式振荡器347.1.3 晶体振荡器367.1.4 实验电原理图介绍367.2 测试项目与方法步骤377.3 测试结果及分析378模拟乘法器幅度调制实验（AM）418.1 电路工作原理418.1.1 幅度调制原理418.1.2 集成模拟乘法器418.1.3 MC1496应用介绍428.2 测量项目与方法448.3 测量结果及分析459集成锁相环调频实验（FM3）479.1 电路工作原理479.1.1 集成锁相环调频与鉴频479.1.2 LM4046简介479.1.3 锁相环的自由振荡频率f0、同步带与捕捉带的测量方法489.1.4 实验线路分析499.2 测量项目与方法499.3 测量结果与分析5010 集成锁相环鉴频实验（FMDEM3）5210.1 电路工作原理5210.1.1集成锁相环调频与鉴频5210.1.2实验线路分析5210.2 测量项目与方法5210.3 测量结果与分析53课程设计总结：54参考文献551变容二极管调频实验（FM1）1.1电路工作原理变容二极管实际上是一个电压控制的可变电容元件。当外加反向偏置电压变化时，变容二极管PN结的结电容会随之改变，其变化规律如图1-1所示。图1-1 变容二极管的Cj-u曲线变容二极管的结电容Cj与电容二极管两端所加的反向偏置电压之间的关系可以用下式来表示：式中，U为PN结的势垒电位差（硅管约0.7V，锗管约为0.20.3V）；Co为未加外电压时的耗尽层电容值；u为变容二极管两端所加的反向偏置电压；为变容二极管结电容变化指数，它与PN结渗杂情况有关，通常=1/21/3。采用特殊工艺制成的变容二极管值可达15。直接调频的基本原理是用调制信号直接控制振荡回路的参数，使振荡器的输出频率随调制信号的变化规律呈线性改变，以生成调频信号的目的。若载波信号是由LC自激振荡器产生，则振荡频率主要由振荡回路的电感和电容元件决定。因而，只要用调制信号去控制振荡回路的电感和电容，就能达到控制振荡频率的目的。若在LC振荡回路上并联一个变容二极管，如图1-2所示，并用调制信号电压来控制变容二极管的电容值，则振荡器的输出频率将随调制信号的变化而改变，从而实现了直接调频的目的。 图1-2 直接调频示意图实际电路原理图如图1-3所示。BG1为电容三点式振荡器，产生10MHz的载波信号。变容二极管D1和C2构成振荡回路电容的一部分，直流偏置电压通过R17、RW1、R3和L1加至变容二极管D1的负端，C2为变容二极管的交流通路，R2为变容二极管的直流通路，L1和R3组成隔离支路，防止载波信号通过电源和低频回路短路。低频信号从输入端J1输入，通过变容二极管D1实现直接调频，C1为耦合电容，BG2对调制波进行放大，通过RW2控制调制波的幅度，BG3为射级跟随器，以减小负载对调频电路的影响。从输出端J2或TP2输出10MHz调制波，通过隔离电容C13接至频率计；用示波器接在TP2处观测输出波形，目的是减小对输出波形的影响。图1-3 变容二极管调频实验电原理图1.2 测试项目和方法1.2.1 振荡器输出的调整1将切换开关K1的1-2接点短接，调整电位器RW1使变容二极管D1的负极对地电压为+2V，并观测振荡器输出端的振荡波形与频率。2调整线圈L402-1的磁芯和可调电阻R4，使R7两端电压为2.50.05V（用直流电压表测量），使振荡器的输出频率为100.02MHz。3调整电位器RW2，使输出振荡幅度为1.6VP-P。1.2.2 变容二极管静态调制特性的测量输入端J1无信号输入时，改变变容二极管的直流偏置电压，使反偏电压Ed在05.5V范围内变化，分两种情况测量输出频率，并填入表1-1中。1.2.3 变容二极管动态调制特性的测量与分立元件相位鉴频实验FMDEM1联试。在变容二极管调频器的输入端J1接入1K的音频调制信号Vi。将K1的1-2短接，令Ed=2V，连接J2与鉴频板J1。用20MHz双踪示波器同时观察调制信号与解调信号，改变Vi的幅度，测量输出信号，结果填入表1-2中。1.3 测试结果及分析（一）振荡器输出的调整振荡器输出端的振荡波形与频率为f =9.82MHz, Vp-p =2.1V,波形图如下图1-4所示。图1-4 振荡器输出端的振荡波形（二）变容二极管静态调制特性的测量表1-1Ed(V)00.511.522.533.544.555.5f0MHz不并C49.489.7610.1610.4210.8211.5812.0012.2212.2912.3512.3512.32并C49.509.7810.2010.4810.9411.7612.2512.3012.4412.4112.4112.40结果分析：此表反映了输出频率随二极管反偏电压变化的规律，并C4 的输出频率比不并C4 的输出频率略大；随着二极管反偏电压的逐渐增大，频率先增大到一定程度再略微下降。（三）变容二极管动态调制特性的测量（与分立元件相位鉴频实验FMDEM1联试）表1-2Vi(Vp-p)00.20.40.60.81.01.21.41.61.82.02.22.42.6Vo(Vp-p)00.470.480.500.520.540.580.600.620.680.700.740.760.88结果分析：此表反映了解调输出信号幅度随调制输入信号幅度的变化规律，随着输入信号的逐渐增大，输出信号也逐渐增大。2集成锁相环调频鉴频实验（FM2）2.1 电路工作原理2.1.1LM565简介LM565是一块工作频率低于1MHz的通用单片集成锁相环路，其组成方框图和引脚框图如图2-1所示。它包含鉴相器、压控振荡器和放大器三部分。鉴相器为双平衡模拟相乘电路，压控振荡器为积分施密特电路。输入信号加在2、3端，7端外接电容器与放大器的集电极电阻（典型值为3.6K）组成环路滤波器。由7端输出的误差电压在内部直接加到压控振荡器的控制端。6端提供了一个参考电压，其标称值与7端相同。6、7端可以一起作为后接差动放大器的偏置。压控振荡器的定时电阻接在8端，定时电容接在9端，振荡信号从4端输出。压控振荡器的输出端4与鉴相器反馈输入端5是断开的，允许插入分频器来做频率合成器。图2-1 LM565内部原理框图和引脚框图对LM565而言，压控振荡器振荡频率可近似表示为： 压控灵敏度为： 式中是电源电压（双向馈电时则为总电压）。鉴相灵敏度为： 放大器增益为： ，放大器增益为：LM565工作频率范围为0.001Hz500KHz，电源电压为612V，鉴频失真低于0.2%，最大锁定范围为60%，输入电阻为10K，典型工作电流为8mA。主要用于FSK解调、单音解码、宽带FM解调、数据同步、倍频与分频等方面。2.1.2实际电路介绍实际电路如图2-2所示。图2-2 集成锁相环调频鉴频电原理图图中，9脚的定时电路选择为锁相环压控振荡器的频率粗调，分为三个频段。8脚的定时电路选择为压控振荡器各个频段的频率细调。带宽选择确定环路滤波器的带宽。滤波器可选择比例积分滤波器或RC滤波器。1调频器从图2-1可知，压控振荡器自身就是一个调频器，因为它的瞬时频率正比于输入音频信号的幅度，所以压控振荡器可以直接用作调频器，但是由于它的振荡频率的温度漂移以及控制特性的非线性，不能产生高质量的FM信号。同时由于锁相环中压控振荡器的线性范围可限，所以输入信号的幅度不应过高。图2-2中，J1输入音频，J3即可输出调频波，调频波频率由定时电容、定时电阻决定。 2锁相环路部件特性锁相环是一个相位的负反馈控制系统。这个负反馈控制系统是由鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）三个基本部件组成，基本构成如图2-3。实际应用中有各种形式的环路，但它们都是由这个基本环路演变而来的。下面逐个介绍基本部件在环路中的作用。图2-3 锁相环路的基本构成（1）鉴相器鉴相器是一个相位比较装置，用来检测输入信号相位 与反馈信号相位之间的相位差。输出的误差信号是相差的函数，即鉴相特性可以是多种多样的，有正弦形特性、三角形特性、锯齿形特性等等。常用的正弦鉴相器可用模拟相乘器与低通滤波器的串接作为模型，如图2-4所示。图2-4 正弦鉴相器模型 设相乘器的相乘系数为单位为1/V，输入信号与反馈信号经相乘作用经过低通滤波器（LPF）滤除成分之后，得到误差电压令为鉴相器的最大输出电压，则这就是正弦鉴相特性，如图2-5。图2-5 正弦鉴相特性鉴相器的电路是多种多样的，总的可以分为两大类：第一类是相乘器电路，它是对输入信号波形与输出信号波形的乘积进行平均，从而获得直流的误差输出，如上面分析所述。第二类是序列电路，它的输出电压是输入信号过零点与反馈电压过零点之间时间差的函数。因此这类鉴相器的输出只与波形的边沿有关，与其它是无关的。这类鉴相器适用于方波（也可以用正弦波通过限幅得到）输入，通常用数字电路构成。 （2）环路滤波器环路滤波器具有低通特性，它可以起到图2-4中低通滤波器的作用，更重要的是它对环路参数调整起着决定性的作用。环路滤波器是一个线性电路，在时域分析中可用一个传输算子来表示，其中是微分算子；在频域分析中可用传递函数表示，其中是复频率；若用代入就得到它的频率响应，故环路滤波器模型可表示为图2-6。常用的环路滤波器有RC积分滤波器、无源比例积分滤波器和有源比例积分滤波器三种，现分别说明如下。图2-6 环路滤波器的模型 RC积分滤波器这是结构最简单的低通滤波器，电路构成如图2-7，其传输算子 （2-1）式中是时间常数，这是这种滤波器唯一可调的参数。图2-7 RC积分滤波器电路组成令，并代入式（2-1），即可得到滤波器的频率特性作为对数频率特性，如图2-8可见，它具有低通特性，且相位滞后。当频率很高时，幅度趋于零，相位滞后接近于。图2-8 RC积分滤波器的对数频率特性 无源比例积分滤波器无源比例积分滤波器如图2-9所示，它与积分滤波器相比，附加了一个与电容器相串联的电阻，这样就增加了一个可调参数，它的传输算子为： (2-2) 式中；。这是两个独立可调的参数，其频率响应为： 图2-9 无源比例积分滤波器电路组成据此可作出对数频率特性，如图2-10所示。这也是一个低通滤波器，与积分滤波器不同的是，当频率很高时 等于电阻的分压比，这就是滤波器的比例作用。从相频特性上看，当频率很高时有相位超前校正的作用，这是由相位超前因子引起的。这个相位超前作用对改善环路的稳定性是有用的。 图2-10 无源比例积分滤波器的对数频率特性 有源比例积分滤波器有源比例积分滤波器由运算放大器组成，电路如图2-11所示，它的传输算子 式中；。是运算放大器无反馈时的电压增益。图2-11 有源比例积分滤波器电路组成式中负号表示滤波器输出和输入电压之间相位相反。假如环路原来工作在鉴相特性的正斜率处，那么加入有源比例积分滤波器之后就自动地工作到鉴相特性的负斜率处，其负号与有源比例积分滤波器的负号相抵消。因此，这个负号对环路的工作没有影响，分析时可以不予考虑。故传输算子可以近似为 （2-3）式中。式（2-3）传输算子的分母中只有一个，是一个积分因子，故高增益的有源比例积分滤波器又称为理想积分滤波器。显然，A越大就越接近理想积分滤波器。此滤波器的频率响应为其对数频率特性见图2-12。可见它具有低通特性和比例作用，相频特性也有超前校正。严格说来，在频率极低的情况下，近似条件不能成立，上述近似特性也就不适宜了。在有些场合，例如分析稳定性时，应加以注意。图2-12 有源比例积分滤波器的对数频率特性（3）压控振荡器压控振荡器是一个电压频率变换装置，在环中作为被控振荡器，它的振荡频率应随输入控制电压线性地变化，即应有变换关系 （2-4）式中是压控振荡器的瞬时角频率；为控制灵敏度或称增益系数，单位是rad/sv。实际应用中的压控振荡器的控制特性只有有限的线性控制范围，超出这个范围之后控制灵敏度将下降。图2-13中的实线为一条实际压控振荡器的控制特性，虚线为符合式（2-4）的线性控制特性。由图可见，在以为中心的一个区域内，两者是吻合的，故在环路分析中我们就用式（2-4）作为压控振荡器的控制特性。由于压控振荡器的输出反馈到鉴相器上，对鉴相器输出误差电压起作用的不是其频率，而是其相位即改写成算子形式为锁相环路中要求压控振荡器输出的是相位，因此，这个积分作用是压控振荡器所固有的。正因为这样，通常称压控振荡器是锁相环路中的固有积分环节。这个积分作用在环路中起着相当重要的作用。图2-13 振荡器的控制特性压控振荡器电路的形式很多，常用的有压控振荡器、晶体振荡器、负阻压控振荡器和压控振荡器等几种。前两种振荡器的频率控制都是用变容管来实现的。由于变容二极管结电容与控制电压之间具有非线性的关系，所以压控振荡器的控制特性肯定也是非线性的。为了改善压控特性的线性性能，在电路上采取一些措施，如与线性电容串接或并接，以背对背或面对面方式连接等等。 3锁相环路静态特性（1）锁相环路静态特性实验框图如图2-14所示。 图2-14 锁相环路静态特性测试实验框图 （2）锁定状态的观察与测量由锁相理论可知，对于固有频率输入信号，当固有频差小于（及等于）捕获带时，环路能够对它捕获并锁定。锁定状态的基本特征是：，常数误差电压与控制电压均为直流，而且输入信号与VCO输出信号相位相干且同频率，用20MHz双踪示波器观察信号可以看到两个清晰的同频信号，如图2-15所示。输入信号与VCO输出信号的相位差为：。当时，。两信号相位差为90。图2-15 输入信号和VCO输出信号波形图（3）当固有频差 大于环路同步带时，环路失锁，环路处于差拍振荡状态，其特征是：波形不对称交变振荡，如图2-16所示。输入信号与VCO输出信号相位不相干，20MHz双踪示波器显示波形模糊。图2-16 波形图（4）环路能由失锁状态进入锁定的最大固有频差叫捕获带，环路能维持锁定最大固有频差叫同步带。图2-17示出了两个性能指标的定义及测试方法。通过调节频率粗调和频率细调选择一个固有频率点，由低往高缓缓调节信号源的频率。环路由失锁到锁定，此点频率记作。继续向高调节频率，直到环路由锁定到失锁，该点频率记作。将信号源频率由此点往低调节，调到再次锁定时，此点频率记作。继续向低调节频率直到失锁时，此点频率记作。为提高测量精度，上述过程可反复进行几次。图2-17是根据环路电压Ud与频率的关系画出的同步带和捕捉带示意图。图中 、与实验中测得的、一一对应。这样，同步带 捕捉带 图2-17 同步带和捕捉带示意图（5）环路在失锁状态。误差电压为不对称交变信号，其中所包含的直流分量将使VCO的振荡频率不再是时的固有频率，而是来回改变的，并且其平均频率向着靠近了一个值，这就是对于VCO 的频率牵引现象，VCO的平均频率与参考输入信号频率的关系曲线如图2-18所示。其中：45线表示锁定状态；箭头表示变化的方向。图2-18 牵引特性曲线图 4解调器调制跟踪的锁相环路本身就是一个调频解调器，从压控振荡器输入端得到解调输出。系统的框图如图2-19。当输入为调频波时，若环路滤波器的通频带设计得足够宽，能使鉴相器的输出解调电压顺利通过，而环路的捕捉带又大于输入调频波的最大频偏，则VCO就能精确地跟踪输入调频信号中反映调制规律的瞬时频率变化，产生具有相同调制规律的调频波，显然，只要VCO的频率控制特性是线性的，VCO的控制电压就是所需的不失真解调输出电压。假设输入解调信号，环路处于线性跟踪状态，且信号载频等于VCO自由振荡频率，则可得到输入相位图2-19 调频解调器电路组成方框图现以VCO控制电压作为输出，那么可先求得环路的输出相位，再根据VCO控制特性,不难求得解调输出。设锁相环的闭环频率响应为H（J），则输出相位为因而解调输出电压为解调输出是调制信号经过滤再乘以常数。在解调电路中，为了实现不失真解调，环路的捕捉带必须大于输入调频信号的最大频偏，环路的带宽必须大于输入调频信号的频谱宽度。解调器的实验框图如图2-20所示。图2-20 解调器实验框图2.2 测试项目和方法2.2.1 压控振荡器各频段的测试将J1、J4、“反馈输入”悬空，定时电容选择分别接在C5、C7、C8三个频段。调节“定时电容选择”，测出压控振荡器的最高频率和最低频率，填入表2-1中。2.2.2 压控振荡器两种输出信号的观察 用20MHz双踪示波器分别观察4脚“VCO输出”端和9脚TP2“三角波输出”端的波形。并画出对应的波形图。“三角波输出”和“VCO输出”的频率是由误差电压控制的，与鉴相器、放大器等构成基本锁相环电路。2.2.3 滤波器带宽的测试16脚“带宽选择”悬空（正常工作时“带宽选择”和“正弦波输入”短接）。2从“正弦波输入”端输入音频正弦信号，在“控制输出”端观察输出波形，并根据滤波器带宽的定义，分别测出两种滤波器的带宽，将得到的数据填入表2-2中。2.2.4 调频器实验1先选择适当的定时电容和定时电阻，从J1端输入音频信号（正弦波，幅度为1VP-P，频率为音频的频率范围），当输入信号改变时，用20MHz双踪示波器观察TP1端和TP3端的波形，可清晰地观察到调频波频率渐变的波形。2将J1端悬空，用频率计测量TP3端的频率，并用示波器观察TP3输出波形。该频率称为压控振荡器的固有频率。2.2.5 同步带和捕捉带的测试1先选择适当的定时电容和定时电阻，将“VCO输出”与“反馈输入”用导线短接。2将直流电压表和示波器按图2-14连接好。3从TP4端输入高频正弦信号，调节高频信号源的频率使环路分别处于锁定和失锁状态，用20MHz双踪示波器分别观察TP4和TP3的波形，并且记录波形。在TP1观察的波形并记录。4用频率计测量TP3端的频率，调节高频信号源的频率，测定环路的同步带和捕捉带范围。5在测定牵引特性曲线时，为了保证环路处于相对静止状态，应缓慢地改变，另外为使特性对称，首先将VCO的固定频率置于所工作频段中点，即 当参考输入电平时，系统处于开环状态，VCO的振荡频率即为，改变频率细调电位器可测得所选择频段的、及。2.2.6 解调器实验 1按图2-20连接好示波器和调频信号源。(可选用一块FM2或高讯仪作调频信号源，但高讯仪信号幅度较小) 2用20MHz双踪示波器同步观察参与调频的正弦信号和解调输出的正弦信号（TP1）。3注意调频信号的频率必须落在调频器单元的固有频率附近。2.3 测试结果与分析（一）压控振荡器各频段的测试：表2-1频率粗调典型数据频段最低频率（KHz）最高频率（KHz）1(C5)80.6462.82(C7)233.1837.83(C8)386.61199.5 结果分析：此表反映了压控振荡器各频段的频率范围，即最低频率到最高频率的范围。（二）压控振荡器两种输出信号的观察：观察结果如图2-21所示。图2-21 VCO输出和TP2端输出波形结果分析：VCO输出和TP2端输出波形的频率相等与VCO的自由自由振荡频率相等。（三）滤波器带宽的测试：表2-2带宽选择滤波器类型RC滤波 （KHz）比例积分滤波（ KHz）宽375.58382.36中363.65379.36窄358.59377.53（四）调频器实验：1当输入信号改变时，用20MHz双踪示波器观察TP1端和TP3端的波形，可清晰地观察到调频波频率渐变的波形。图2-22 TP1和TP3端的波形结果分析：在J1端输入音频信号条件下，即TP1端为调制信号，从TP3端输出的是调频波，载波（VCO自由振荡）频率随调制信号变化。2将J1端悬空，用频率计测量TP3端的频率，并用示波器观察TP3输出波形。该频率称为压控振荡器的固有频率。图2-23 TP3端的波形结果分析：当没有音频输入和调制波输入时，TP3输出就是VCO的自由振荡频率。（五）同步带和捕捉带的测试：图2-24 锁定时TP1端的波形图2-25 失锁时TP1端的波形实验数据：从小到大调节：失到锁：150KHz 锁到失：295KHz从打到小调节：失到锁：250KHz 锁到失：80KHz同步带：295KHz-80KHz=215KHz捕捉带：250KHz-150KHz=100KHz结果分析：当环路锁定时，输出频率和输入频率相等，当环路失锁时，输出频率和输入频率不相等，与波形符合。（六）解调器实验：输入和输出的波形如图2-26所示。图2-26 输入和输出的波形结果分析：上面连接方式就是解调器，所以输入波形和输出波形一致。3分立元件相位鉴频实验(FMDEM1)3.1 电路工作原理相位鉴频器的组成方框图如图3-1示。图中的线性移相网络就是频相变换网络，它将输入调频信号u1的瞬时频率变化转换为相位变化的信号u2，然后与原输入的调频信号一起加到相位检波器，检出反映频率变化的相位变化，从而实现了鉴频的目的。图3-1 相位鉴频器的组成框图图3-2的耦合回路相位鉴频器是常用的一种鉴频器。这种鉴频器的相位检波器部分是由两个包络检波器组成，线性移相网络采用耦合回路。为了扩大线性鉴频的范围，这种相位鉴频器通常都接成平衡和差动输出。 图3-2 耦合回路相位鉴频器图3-3（a）是电容耦合的双调谐回路相位鉴频器的电路原理图，它是由调频调相变换器和相位检波器两部分所组成。调频调相变换器实质上是一个电容耦合双调谐回路谐振放大器，耦合回路初级信号通过电容Cp耦合到次级线圈的中心抽头上，L1C1为初级调谐回路，L2C2为次级调谐回路，初、次级回路均调谐在输入调频波的中心频率fc上，二极管D1、D2和电阻R1、R2分别构成两个对称的包络检波器。鉴频器输出电压uo由C5两端取出，C5对高频短路而对低频开路，再考虑到L2、C2对低频分量的短路作用，因而鉴频器的输出电压uo等于两个检波器负载电阻上电压的变化之差。电阻R3对输入信号频率呈现高阻抗，并为二极管提供直流通路。图3-3（a）中初次级回路之间仅通过Cp与Cm进行耦合，只要改变Cp和Cm的大小就可调节耦合的松紧程度。由于Cp的容量远大于Cm，Cp 对高频可视为短路。基于上述，耦合回路部分的交流等效电路如图3-3（b）所示。初级电压u1经Cm耦合，在次级回路产生电压u2，经L2中心抽头分成两个相等的电压 ，由图可见，加到两个二极管上的信号电压分别 和为： ，随着输入信号频率的变化。u1和u2之间的相位也发生相应的变化，从而使它们的合成电压发生变化，由此可将调频波变成调幅调频波，最后由包络检波器检出调制信号。图3-3 电容耦合双调谐回路相位鉴频器实际电路原理图如图3-4所示。图3-4 分立元件相位鉴频电原理图J1为相位鉴频器调制波的输入端，C1提供合适的容性负载；BG1和BG2接成共集共基电路，以提高输入阻抗和展宽频带，R1和R2提供公用偏置电压，C3用以改善输出波形。BG2集电极负载以及之后的电路在原理分析中都已阐明，这里不再重复。3.2 测试项目与方法3.2.1 相位鉴频器的调整扫频输出探头接TP1，扫频输出衰减30db，Y输入用开路探头接TP3，Y衰减10（20db），Y增幅最大，扫频宽度控制在0.5格/MHz左右，使用内频标观察和调整10MHz鉴频S曲线，可调器件为L406-1，T401-1，C5，C8，C9五个元件。其主要作用为：T401-1、C8 调中心10MHz至X轴线。 L406-1、C5 调上下波形对称。 C9 调中心10MHz附近的的线性。3.2.2 鉴频特性的测试 使载波发生器模块输出载波CW，频率10MHz，幅度0.4VP-P，接入输入端TP1，用直流电压表测量输出端TP3对地电压（若不为零，可略微调T401-1和C8，使其为零），然后在9.0MHz11MHz范围内，以相距0.2MHz的点频，测得相应的直流输出电压，并填入表3-1中。3.2.3 相位鉴频器的解调功能测量 使高频信号发生器输出FM调频信号，幅度为0.4 VP-P，频率为10MHz，频偏最大，并接入电路输入端J1，在输出端TP3测量解调信号的波形、频率和幅度（允许略微调节T401-1）。3.3 测试结果及分析 1鉴频特性的测试表3-1f(MHz)9.09.29.49.69.81010.210.410.610.811V0(mV)-2.94-2.03-1.54-1.08-0.5400.551.322.013.344.192相位鉴频器的解调功能测量 使高频信号发生器输出FM调频信号，幅度为0.4 VP-P，频率为10MHz，频偏最大，并接入电路输入端J1，在输出端TP3测量解调信号：波形： 正弦 波 频率：1 KHz 幅度： 0.4 VP-P（允许略微调节T401-1）。绘制f-VO曲线，并按最小误差画出鉴频特性的直线（用虚线表示）。图3-5 f-VO曲线图4乘积型相位鉴频实验（FMDEM2）4.1 电路工作原理4.1.1相位鉴频的原理1鉴频原理 鉴频是调频的逆过程，广泛采用的鉴频电路是相位鉴频器。鉴频原理是：先将调频波经过一个线性移相网络变换成调频调相波，然后再与原调频波一起加到一个相位检波器进行鉴频。因此，实现鉴频的核心部件是相位检波器。 相位检波又分为叠加型相位检波和乘积型相位检波，利用模拟乘法器的相乘原理可实现乘积型相位检波，其基本原理是：在乘法器的一个输入端输入调频波，设其表达式为式中， 为调频系数， 或 ，其中 为调制信号产生的频偏。另一输入端输入经线性移相网络移相后的调频调相波，设其表达式为 式中，为移相网络的移相角，这时乘法器的输出式中，第一项为高频分量，可以被滤波器滤掉。第二项是所需要的频率分量，只要线性移相网络的相频特性在调频波的频率变化范围内是线性的，当时，。因此鉴频器的输出电压的变化规律与调频波瞬时频率的变化规律相同，从而实现了相位鉴频。所以相位鉴频器的线性鉴频范围受到移相网络相频特性的线性范围的限制。2鉴频特性相位鉴频器的输出电压与调频波瞬时频率f的关系称为鉴频特性，其特性曲线（或称S曲线）如图4-1所示。鉴频器的主要性能指标是鉴频灵敏度Sd和线性鉴频范围。Sd定义为鉴频器输入调频波单位频率变化所引起的输出电压的变化量，通常用鉴频特性曲线在中心频率f0处的斜率来表示，即。定义为鉴频器不失真解调调频波所允许的最大频率线性变化范围，可在鉴频特性曲线上求出。图4-1 相位鉴频特性4.1.2MC1496乘积型相位鉴频器用MC1496构成的乘积型相位鉴频器实验电路如图4-2所示。图4-2 乘积型相位鉴频器实验电原理图 其中C2与并联谐振C4、T601共同组成线性移相网络，将调频波的瞬时频率的变化转变成瞬时相位的变化。分析表明，该网络的传输函数的相频特性的表达式为 当时，上式可近似表示为或式中，为回路的谐振频率，与调频波的中心频率相等；为回路的品质因数；为瞬时频率偏移。相移与频偏的特性曲线如图4-3所示。由图可见，当时，相位等于 ，在范围内，相位随频偏呈线性变化，从而实现线性移相。MC1496的作用是将调频波与调频调相波相乘，其输出端接集成运放构成的差分放大器，将双端输出变成单端输出，再经R0C0滤波网络输出。图4-2所示鉴频电路的鉴频操作过程如下：首先测量鉴频器的静态工作点，再调谐并联谐振回路，使其谐振频率；再从端输入，=40mV的载波（不接相移网络，），调节平衡电位器RP使载波抑制最佳（VO=0）；然后接入移相网络，输入调频波，其中心频率，=40mV。调制信号的频率，最大频偏=75kHz调节谐振回路电容C2及电阻R1（改变回路品质因数）使输出端获得的低频调制信号的波形失真最小，幅度最大。图4-3 移相网络的相频特性4.2 测试项目与方法4.2.1 静态工作点的测量（见实验二）。4.2.2 鉴频特性曲线（S曲线）的测量方法 测量鉴频特性曲线的常用方法有逐点描述法和扫频测量法。 逐点描述法的操作是：用高频信号发生器作为鉴频器的输入（见图4-2），频率，幅度=150mV；鉴频器的输出端接数字万用表（置于“直流电压”档），测量输出电压值（调谐并联谐振回路，使其谐振）；改变高频信号发生器的输出频率（维持幅度不变），记下对应的输出电压值，并填入表4-1中；最后根据表中测量值描绘。扫频测量法的操作是：将扫频仪的输出信号作为鉴频器的输入，扫频仪的开路探头电缆接到鉴频器的输出端，先调节BT-3G的中心频率使（调谐并联谐振回路）；然后调节BT-3G的“频率偏移”、“输出衰减”和“Y轴增益”等旋钮，使扫频仪上直接显示出鉴频特性曲线，利用“频标”可绘出S曲线。调节谐振回路电容C4及电感T601，平衡电位器RW1可改变S曲线的斜率和对称性。4.3 测试结果及分析1静态工作点的测量引脚 电压/V 7.8 7.8 -1.4 -1.4 11.11 11.11 -2.3 -2.3 -8.99 0 -10.712鉴频特性曲线（S曲线）的测量方法表4-1f(MHz)9.59.69.79.89.910.010.110.210.310.410.5V0(mV)7607407006606205505304804404003605高频大系统综合实验（发送部分）5.1 实验基本原理本实验系统组成原理框图如图5-1所示。图5-1是10MHz调频、调幅无线电发射电台联机试验示意图。信号流程如图5-2所示。图5-1 10MHz调频、调幅无线电发射电台联机试验示意图图5-2 10MHz调频、调幅无线电发射机方框图如上图所示，调频是利用变容二极管直接调频的，调幅是利用集成乘法器间接调幅的。注意不能同时开启两个10MHz载波发生电路，否则会产生同频干涉。本单元实验要完成的是对整个发送系统的联网，以对整个发送系统有一个完整的认识。5.2 测试项目本实验系统提供的是一个简单的原理性电路，同样需要说明的是控制各级信号的频率，输出电平和调制度是至关重要的，本实验系统的最终效果是与接收系统的联试来体现的。实验联调步骤采用由后及前的逐级调试方法。1高频功率放大与发射单元的调整高频功率放大与发射单元的调整与第五单元的实验步骤一基本相同，在观察联调效果方面所不同的是用整个接收系统来验证发射效果（用发射天线无线发送，用接收天线无线接收，调频、调幅功率发送都需要验证。）2变容二极管调频器单元的调整变容二极管调频器单元的调整与与第四单元的实验步骤一基本相同，即首先不送音频调制波。调整L402使载波频率为10MHz(精度为10-4f)然后送入音频信号，适当控制音频输入幅度。即控制调频调制度。联结本单元的J2和功率发送单元的J1，从而完成调频信号发送与接收的大系统联试。3幅度调制单元的调整幅度调制单元的调整与第三单元的实验步骤一基本相同，联结本单元的J3和功率发送单元的J1，从而完成调幅信号发送与接收的大系统联试。5.3 测试结果及分析1高频功率放大与发射单元的调整图5-3 TP3输出波形图5-4 TP5输出波形2变容二极管调频器单元的调整图5-5 TP5输出波形图5-6 调整L402,输出波形3幅度调制单元的调整图5-7 幅度调制输出6 高频大系统综合实验（接收部分）6.1 实验基本原理图6-1是10MHz调频、调幅二次变频无线接收机联机试验示意图。这是一个标准的超外差接收机，信号流程如图6-2所示。图6-1 10MHz调频调幅二次变频无线接收机联机试验示意图图6-2 二次变频超外差无线接收机方框图接收天线接收来自无线电发射台的10MHz调频或调幅制波，经过一次变频后，形成6.455MHz调频、调幅波（一中频），再经过二次变频后，形成455KHz的调频、调幅波（二中频），对二中频信号进行鉴频或检波，就能得到与无线电台完全一致的音频调制信号。本单元实验要完成的是对整个接收系统的联调，以对接收系统有一个完整的认识。6.2 测试项目实验联调步骤采用由后及前的逐级调试方法。1晶体二极管检波单元的调整短接K1 2-3，K2 1-2，K3 2-3，K4 1-2，使检波单元处于正常工作状态。在TP1（J1）注入455K调幅波，调整T1104和RW1使幅度最大，在TP1104处用示波器观察1K正弦波。（T1104至最大后要退出一些，以防自激）。2二次变频与鉴频单元的调整联结本单元的J3和检波单元的J1，混频单元的J3和本单元的J1，在本单元J1处注入6.455MHz调频或调幅波在本单元的J2或J4观察1K正弦波。鉴频与检波由K1切换，鉴频时需调整L1001，使幅度最大。3集成乘法器混频单元的调整联接本振单元的J1和本单元的J1，本振处于晶振状态，在本单元的TP2(或J2)处注入10MHz调频或调幅波，调整L803使调幅波输出最大，观察1K正弦波的测试点位置与前相同。4晶体三极管混频单元的调整用晶体三极管混频单元代替集成乘法器混频单元，调整L903使调幅波输出最大。5接收与小信号调谐放大单元的调整联结本单元的J2和集成混频单元的J2，在本单元的J1处用接收天线无线接收10MHz频或调幅波，调整L601和C2使调幅波输出最大，观察1K正弦波的测试点位置与前相同。注意事项：1注意各实验步骤对信号频率、幅度、调制度的要求。2当输出波形有失真时，可减小调制度和微调信号源信号频率，频率调整不大于10-4f。6.3 测试结果及分析1晶体二极管检波单元的调整图6-3 455K调幅波图6-4 TP1104观察1K正弦波2二次变频与鉴频单元的调整图6-5 6.455M调幅波图6-6 J2处正弦波3集成乘法器混频单元的调整图6-7 晶振输出波形图6-8 一次变频输出图6-9 二次变频输出图6-10 J2处正弦波结果分析：晶振的输出频率为16.455MKz，一次变频和而次变频的频率分别为6.455MHz和455KHz，测试结果均与预期相符合。4晶体三极管混频单元的调整波形如图6-10结果分析：由于晶体三极管混频与集成乘法器混频单元所起作用一样，所以在相同测量点波形一致。7LC与晶体振荡（本振）实验（OSC）7.1 电路工作原理三点式振荡器基本电路结构如图7-1所示。三点式振荡器包括电感三点式振荡器（哈脱莱振荡器）和电容三点式振荡器（考毕兹振荡器）。图7-1 三点式振荡器7.1.1 起振条件1）相位平衡条件：Xce和Xbe必需为同性质的电 抗，Xcb必需为异性质的电抗，如图7-1所示，且它们之间满足下列关系：2）、幅度起振条件： 式中：qm晶体管的跨导，FU反馈系数，AU放大器的增益，qie晶体管的输入电导，qoe晶体管的输出电导，qL晶体管的等效负载电导。7.1.2 电容三点式振荡器1） 电容反馈三点式电路考毕兹振荡器，电路组成及交流等效电路如图7-2所示。（a） 考毕兹振荡器 （b） 交流等效电路图7-2 考毕兹振荡器图7-2是基本的三点式电路，其缺点是晶体管的输入电容Ci和输出电容Co对频率稳定度的影响较大，且频率不可调。2） 串联改进型电容反馈三点式电路克拉泼振荡器 电路如图7-3所示，其特点是在L支路中串入一个可调的小电容C3，并加大C1和C2的容量，振荡频率主要由C3和L决定。C1和C2主要起电容分压反馈作用，从而大大减小了Ci和Co对频率稳定度的影响，且使频率可调。a） 克拉泼振荡器 （b） 交流等效电路图7-3 克拉泼振荡器 3） 并联改进型电容反馈三点式电路西勒振荡器电路如图7-4所示，它是在串联改进型的基础上，在L1两端并联一个小