数字直流微电流传感器的设计与实验验证

1、 本科生毕业设计论文数字直流微电流传感器的设计与实验验证 院 系 光学与电子信息学院 专业班级 电子科学与技术1103班姓 名 * 学 号 U201113861 指导教师 王* 2015年 5 月 22 日华 中 科 技 大 学 毕 业 设 计（论 文）学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名： 年 月 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关

2、学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于 1、保密囗，在 年解密后适用本授权书2、不保密囗 。（请在以上相应方框内打“”）作者签名： 年 月 日导师签名： 年 月 日摘要在日常生产生活实践中，人们需要对各种各样的微弱电流信号进行检测，并且还有许多物理量通过传感器交换成微弱电流信号，因此对于微弱电流信号的检测具有重大意义。目前可用于直流漏电流测量的互感器主要基于霍尔原理和磁调制原理，其中磁调制式微电流传感器通过监控电

3、流产生的磁场，不对电路回路产生直接影响，可有效减少误差，因而得到了广泛应用。本文根据相差式磁调制原理设计并实现了一种可检测0100mA大小范围内直流电流的微电流传感器及其测量系统。主要完成了微电流传感器检测电路原理设计和验证，测量系统的硬件电路设计，单片机处理系统的软件设计与开发，系统联机检测与分析以及提出一种改进的电路以减小测量误差和提高测量精度。关键词：微电流；传感器；磁调制；测量AbstractIn the daily life and production practice, people need to realize the micro current signal detecti

4、on of high accuracy on a wide variety , otherwise there are many physical quantity be converted into micro current signal, so it is of great significance for the detection of micro current signal. Currently ,the sensors of dc micro current measurement are mainly based on the principle of Hall and ma

5、gnetic modulation principle, among which the micro current sensor with magnetic modulation are working by monitoring the current generated by the magnetic field.They will produce less direct effect in the detection circuit, and can effectively reduce the error, thereby came into widespread

6、 use. According to the principle of phase difference magnetic modulation, a micro current sensor and its measuring system are designed and realized in this paper for measuring the dc current in the range of 0100mA .We mainly completed the principle design and verification of the micro curr

7、ent sensor detection circuit , measurement system design of the hardware circuit, design and development of the MCU processing system software, and detection and analysis on the on-line system.Finally we put forward an improved circuit so as to reduce the measurement error and improve the measuring

8、accuracy.Key words: Micro current;Sensor;Magnetic modulation; Measurement一，绪论1.1选题背景及研究意义在日常生产生活实践中，人们需要对各种各样的微弱电流信号进行检测。并且还有许多物理量通过传感器交换成微弱电流信号,因而在静电研究、材料测试、电力设备在线监测、光电互感器等应用与测试中要测量极微弱电流。例如高压电气设备的泄漏电流一般在几A到几百mA之间,普通的电流互感器难以测到。又如支路接地是直流系统的常见故障之一，若不及时排查，则可能引发严重的电力系统事故。因此，必须对直流接地故障(绝缘故障)进行在线监测。直流漏电流测量

9、法是直流系统接地故障检测方法的一种，该方法无须向直流系统注入任何信号，并且不受系统对地分布电容的影响，具有明显的技术优势剖。目前，可用于直流漏电流测量的互感器主要基于霍尔原理和磁调制原理。在传统意义上的电流测量当中,一般是将电流表串连到被测回路当中去,因此,该回路将被引入两个测试点。理想状态下,电流表的接入是不会引起任何误差的,但是在实际的测量当中,这种直接式测量将改变电路的参数,从而将会带来测量误差。直接得到的电信号是模拟信号，一般都比较微弱，还会外接放大电路将信号放大，再通过A/D转换电路将其转换为数字信号。1非直接式电流测量直流电的方法有霍尔传感器、电流互感器和电流比较器等。一般通过监控

10、电流产生的磁场得到，由于电流周围本身会产生磁场，因此通过测量磁场的大小得到要测电流的大小，可以通过磁调制式传感器来检测直流电流。生产生活中，人们需要对各种各样的微弱电流信号进行检测，为了减小测量误差，非直接式测量得到了广泛应用。直接式会在回路中引入两个测试点；非直接式通过监控电流产生的磁场，不对电路回路产生直接影响，可有效减少误差。在非接触式测量方法中，利用磁调制方法测量的仪器得到广泛应用。现有的直流电流比较仪式的电流测量仪器, 基本上都以倍频磁调制器为核心构成。这种方法在直流电流的测量方面实现了准确度的重大突破, 相应的仪器精度均达到数量级。与此同时, 倍频磁调制原理的应用又迅速扩展到其它领

11、域, 如磁测量及非电量测量2。在磁调制器输出信息中, 不仅有幅值变化量, 也含有相位变化。相位差式磁调制器直流电流测量方法通过对磁调制器输出信息中相位变化的测量, 达到直流电流测量的目的。相位差式测量方法与倍频式测量方法相比, 具有测量精度高、电路简单、稳定性好、抗干扰能力强、使用方便等优点。31.2国内外研究现状早在70年代，对直流电流间接测量的研究已广泛展开，并在大电流场合(几百至十几万安培)已能够做到较精确的间接测量，但实现在小电流范围内(几十毫安至几十安培)的精准测量难度较大。4曾维鲁深入地研究了相位差式磁调制直流电流测量方法5，以磁调制器输出信息中正负半波相位变化量为测量对象, 来达

12、到直流电流测量的目的。文章中指出，相位变化量是时间量, 因此测量系统不需要复杂的滤波、放大等辅助电路, 使硬件系统十分简化, 提高了抗干扰能力。时间测量可以比较容易地达到较高精度, 易于数字化和与计算机接口。他发现与现有的倍频磁调制器直流电流测量仪相比, 由于相位差式磁调制直流电流测量方法完全摒弃了二次谐波分量幅值测量, 而以磁调制器输出信息中正负半波相位差变化量为测量对象, 来达到直流电流测量的目的, 因此这种方法具有以下优点:1）相位变化量t 是时间量, 测量较为方便, 时间测量容易达到较高精度;2）相差式测量方法采用单铁芯磁调制器即可满足要求, 磁调制器工艺简单;3）省去复杂的滤波、解调

13、、放大电路, 系统辅助电路简洁、可靠、稳定性好;4）相位测量比幅值测量抗干扰能力强, 易于实现测量系统全数字化;5）使用方便, 调校容易。近年来，国内的微电流检测研究得到了十分迅速地发展，根据文献,仅在2007年，国内微电流检测的研究精度就已达到10-16A,其代表产品为EsT121型数字超高阻、微电流测量仪,其微电流测量精度最高为A;而国外的研究精度为10-17A(美国吉时利(Keithiey)仪器公司),并已形成系列产品，当时该公司的6430型亚认远程源表,其电流测量精度为0.4fA)。6Xu Zeliang等人提出并实现了一种利用新型磁调制方法的漏电流传感器7，用于传感正弦交流电，脉冲式

14、或平滑的直流电所产生的漏电流，以保护操作人员避免直接或间接接触电流。他们将一种基于RL自激振荡电路用于调制伴有方波脉冲信号的交流或直流剩余电流，以及一种包含有二次谐波低通滤波器电路的解调制方法用于简便地测量交流和直流剩余电流。他们设计的这种漏电流传感器与漏电流防护标准IEC60947-2 Annex B和IEC60755相符合。与此同时，这种传感器具有更简单的结构，更小的尺寸和低成本。栗营利设计了一个小型磁调制式直流电流比较仪8，以验证磁调制理论用于测量直流电流的可行性。硬件电路主要包括交流激励电路、变压器、检测磁环、电源、带通滤波器、锁相倍频器、偏置电路、乘法器、低通滤波器、PI 控制、功率

15、放大等。设计的小型磁调制式直流电流比较仪精度高于A 并且不受磁环饱和程度的影响。在其设计中，发现匝数越少、负载越小、负载的功率因数越高，则谐波对比较仪的灵敏度和线性度影响越小。另外采用高磁导率材料、适当增加磁屏蔽体厚度可以增大磁屏蔽效能，增大磁屏蔽体内径会减小磁屏蔽效能。 Toshikatsu Sonoda等人设计并实现了一种可以检测直流和交流电流信号并具有同样精度的电流传感器。这种传感器能够检测出很大范围内的直流和交流电流。即使当这种传感器被暴露于较大的温度变化环境或外部磁场，其检测性能也不会退化。这种传感器的命名依据其采用的检测原理，其检测原理为磁场控制式，而且具有以下特性：1）传感器为非

16、接触式；2）工作频率范围从直流到几百赫兹；3）动态范围可以从几毫安扩展到100安培；4）在传感器的整个检测范围内保证0.01%的检测精度；5）即使可用于每个传感器的磁心磁滞回线不同，应用的电流检测电路仍然具有近似相同的检测特性。91.3 直流微电流传感器种类 直流系统经过长时间运行后，在潮湿、阴雨等天气原因下和其他人为原因造成其绝缘下降漏流增大，这无疑会危害电力系统的安全运行。直流微电流传感器最重要的应用是对漏电流信号的检测，由于一般现场条件所限，为了尽量减小对所测电路的直接影响，以及由此影响带来的测量误差，多采用非接触式的电流传感器来检测漏流。非接触式的电流互感器多以通过检测磁场的变化来检测

17、被测电流的大小。目前可用于直流漏电流测量的互感器主要基于霍尔原理和磁调制原理10。 （1）霍尔电流传感器 霍尔电流传感器技术成熟，价格低廉，测量电流幅值范围宽，从几毫安到几千安的电流范围内都有全系列的产品进行应用，但是当电流幅值很小时，特别是当在1毫安以下时，霍尔电流传感器则表现出灵敏度不够、稳定性差，抗干扰能力差等不足。霍尔电流传感器由于具有精度高、线性好、频带宽、响应快、过载能力强和不损失被测电路能量等诸多优点, 因而被广泛应用于变频调速装置、逆变装置、UPS电源、逆变焊机、变电站、电解电镀、数控机床、微机监测系统、电网监控系统和需要隔离检测的大电流、电压等各个领域中。在电力电子产品中,对

18、电流进行精确的检测和控制也是产品安全可靠运行的根本保证。（2）磁调制式电流传感器 磁调制式传感器灵敏度较高，但制造材料成本高，且多采用双线圈为振荡电路，体积较大，通过模拟信号传输，但测量电路使用、扩展不便。磁调制式电流互感器大都以倍频磁调制器为核心，通常由双磁芯结构构成，检测过程通过检测磁芯二次绕组的输出信号中二次谐波分量来获得电流信息，进而通过相关计算得出电流大小。 1.4本文主要工作本文主要做了以下工作：（1）微电流传感器检测电路原理设计和验证 介绍了选题背景和相位差磁调制式测量的基本原理，详细分析本文设计的微电流电流传感器及其测量电路的工作原理，并通过公式推导得出相应参数之间的关系，理论

19、上验证可行性。 （2） 测量系统的硬件电路设计 根据相位差磁调制式微电流传感器的工作原理，设计测量系统的硬件电路。其主要模块和外围构成包括：提供系统工作的电源模块、三角波激励源模块、迟滞比较器模块、磁环绕组模块、进行计算处理的单片机电路模块等。 （3）单片机处理系统的软件设计与开发在硬件电路的基础上，利用Keil u4编写数据处理模块和测量结果显示的模块，包括初始化模块、定时器模块、数据处理模块、数码管显示模块等。 在已集成的单片机开发板上实现这一功能，并将测量系统的输出信号接入单片机引脚实时处理和显示。（4）系统联机检测与分析 模拟范围在0100mA内的直流微电流，利用本文设计的测量系统进行

20、检测，取合理的电流强度梯度做出误差分析，检测其线性度，通过比较检测值与真实值来评估其能否正确检测出电流大小。（5） 改进硬件设计由于微电流直接引起的铁芯磁场变化十分微小，在实际测量过程中容易因为硬件误差和操作失误导致不能准确地捕捉到变化量。最终，根据测量原理的线性性质，本文提出了一种改进方法，在待测电流接入环状铁芯之前经过电流放大电路，按照确定的倍率将电流值放大，因而可将铁芯磁场变化放大至便与测量读取，只在最终的计算过程中把这一放大考虑进去即可。这样可以有效的减小误差。1.5 本章小结本章主要介绍了本课题的选题背景及微电流检测的研究意义，回顾了国内外微电流检测领域的研究现状，列举了常见的两类微

21、电流传感器及其检测原理，最后简要说明了本文所做工作。二，相位差磁调制式测量系统基本原理2.1单铁芯磁调制器经理论和实践证明,在交变对称电压或电流源激磁的铁芯中,若同时存在直流恒定磁场,铁芯中交变磁通的对称性就被破坏,磁通波形的正负半波相位将发生变化,相应地,检测绕组W3输出电压u中的正负半波将发生相对位移。11 W3端正负半波相位变化量的大小和方向可以反映W1端直流偏置电流I的大小和方向,利用这一特性测量直流电流,就是相位差磁调制式直流电流测量方法。利用这一特性测量直流电流,就是相位差式磁调制器直流电流测量方法的基本原理。该方法完全摒弃了现有建立在磁调制器基础上的各种测量方法共同采用的谐波分量

22、幅值测量法,而以磁调制器输出信息中正负半波相位变化量为测量对象,来达到直流电流测量的目的。12相位变化量是时间量,因此测量系统不需要复杂的滤波、放大等辅助电路,使硬件系统十分简化,提高了抗干扰能力。时间测量可以比较容易地达到较高精度,易于数字化和与计算机接口。图2.1 单铁芯磁调制器图中W1端输入直流待测电流I，可在铁芯中产生直流偏置磁场H0。设铁芯的截面积为 A，平均磁路长度为l。We，Ws，Wd分别为铁芯的激励绕组、信号绕组和检测绕组。假设用一个大小为Ie的三角波恒流源对激励绕组We供电，并使铁芯充分饱和(Ie,We足够大)的情况下，讨论信号绕组中有无直流信号时铁芯绕组的电磁过程。铁芯磁化

23、过程的 B-H曲线及磁滞回线如图 2.2 所示。 图2.2铁芯的迟滞回线原理图图 2.2 中，Hc为矫顽力，Hs为饱和磁场强度，Br为剩余磁感应强度，Bs为饱和磁感应强度。铁磁材料一般可分为软磁材料和硬磁材料两类。磁滞回线较窄的，即磁导率大、矫顽力小的，称为软磁材料；磁滞回线较宽的，即矫顽力大、剩磁也大的，称为硬磁材料。存在直流磁场H0时会导致铜丝绕组W3端输出电压u 中正、负矩形脉冲波形发生移相，H0 的大小会影响矩形脉冲波形移相幅度的大小，H0 的极性会影响矩形脉冲波形移相的方向。2.2相差式磁调制器测量原理单铁芯磁调制器在三角波恒定交流激磁下,铁芯磁化波形为对称的三角波,检测绕组端电压的

24、波形为正、负相间的矩形脉冲波。当被测直流电流I为零时,该电压中相邻的正、负矩形脉冲之间的间隔t+ -=T/2,T为激励电源的周期。当被测直流电流不为零时,检测绕组端电压中的正、负矩形脉冲相对发生反方向移相,且移相幅度相等,此时 脉冲间隔t+-的变化量t与直流信号成正比,与交流激磁信号成反比。因此,t的大小及正负就可以反映直流被测电流的大小和方向,可以通过检测t来测量直流电流,直流I与t间的关系为标准的线性关系。用于直流系统的泄漏电流0-100mADC测量。13-14 图2.3相差式磁调制直流电流测量系统 在三角波恒定交流激磁下,铁芯磁化波形为对称的三角波,检测绕组端电压的波形为正、负相间的矩形

25、脉冲波。当被测直流电流I为零时,该电压中相邻的正、负矩形脉冲之间的间隔t+-=T/2,T为激励电源的周期。 图2.4相差式磁调制直流电流测量的原理图详细分析如下：1）当直流电流I为零时 由图解法可知，铁芯在三角波交流电流激励下被激磁到饱和 磁化波形如图2.4上部分红色曲线所示。由于铁芯中磁通会达到饱和，因而铁芯中磁通的波形为图2.4上部分黑色实线与黑色虚线组成的等腰梯形线，这是只被三角波电流磁化后的磁通，在W3端铜丝绕组中可以感应出电动势为：W3端铜丝绕组两端电压为：电压波形为正负相间的矩形脉冲波，且相对于时间轴对称，同样具有周期性，如图2.4下部分曲线所示。2） 当待测直流电流大于零时待测电

26、流在铁芯中产生直流磁场，此时磁化过程不是从零点开始，而是从直流磁场开始，铁芯中磁通达到饱和后，磁通的波形为图2.4上部分红色实线与黑色虚线组成的等腰梯形线，这是被三角波电流和直流待测电流同时磁化后的磁通，相当于在时间轴上发生了平移。此时磁通的波形已不再是对称于时间轴的周期函数，而是表现为正半周宽，负半周窄的梯形波；W3端铜丝绕组两端电压波形为图2.4下部分红色波形所示，可看出在直流电流作用下，相对于黑色波形，红色正脉冲均向左侧偏移，而负脉冲均向右侧偏移。3） 当直流电流I小于零时待测电流在铁芯中产生直流磁场，与2）相似，此时磁化过程也不是从零点开始，而是从直流磁场开始，铁芯中磁通达到饱和后，磁

27、通的波形为图2.4上部分红色实线与坐标轴下侧黑色虚线组成的等腰梯形线，这是被三角波电流和直流待测电流同时磁化后的磁通，相当于在时间轴上发生了平移。此时磁通的波形也已不再是对称于时间轴的周期函数，而是表现为正半周窄，负半周宽的梯形波；W3端铜丝绕组两端电压波形为图2.4下部分黑色波形所示，可看出在直流电流作用下，相对于红色波形，黑色正脉冲均向左侧偏移，而负脉冲均向右侧偏移。2.3三角波激励源电路产生三角波的方案有多种，如首先产生正弦波，然后通过整形电路将正弦波变换成方波，再由积分电路将方波变成三角波；也可以首先产生三角波方波，再将三角波变成正弦波或将方波变成正弦波等等。运算放大器可以和两个电阻构

28、成同相输入施密特触发器，由此可以产生稳定的方波。运算放大器可以和RC构成积分电路，二者形成闭合的回路。由于电容C的密勒效应，在放大器的输出端得到线性度较好的三角波。本课题采用先产生方波三角波，再将三角波变换成正弦波的电路设计方法。16本课题中三角波激励源电路仿真组成框图如下所示：图2.5 三角波激励源信号仿真电路由比较器和积分器组成方波三角波产生电路，比较器输出的方波经积分器得到三角波，三角波到正弦波的变换电路主要由差分放大器来完成。差分放大器具有工作点稳定，输入阻抗高，抗干扰能力较强等优点。特别是作为直流放大器时，可以有效地抑制零点漂移，因此可将频率很低的三角波变换成正弦波。波形变换的原理是

29、利用差分放大器传输特性曲线的非线性。     2.4整形电路利用迟滞比较器组成整形电路。迟滞性是比较器的一种特性，他使比较器的输入阈值随输入(出)电平而改变。比较器实现的方法很多。他们都有不同形式的正反馈。最常见的即是由放大器接成正反馈组成。由图2.6不难看出，当输出状态一旦转换后，只要在跳变电压值附近的干扰不超过U之值，输出电压的值就将是稳定的。但随之而来的是分辨率降低。因为对迟滞比较器来说，它不能分辨差别小于U的两个输入电压值。迟滞比较器加有正反馈可以加快比较器的响应速度，这是它的一个优点。除此之外，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中

30、的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。图2.6迟滞比较器整形电路迟滞比较器又可理解为加正反馈的单限比较器。单限比较器，如果输入信号Vi在门限值附近有微小的干扰，则输出电压就会产生相应的抖动（起伏）。在电路中引入正反馈可以克服这一缺点。滞回电路里面一般VOL和VOH相等（图中运放工作原理就是两端电压比值大小）。当输出VO是高电平VOH时，V+端电压等于（Voh-Vref）/（R1/(R1+R2),只要V-小于此时V+，则VOH保持不变，大于时刻发生突变 VO变成低电平VOL，此时V-在继续增大的话，VO保持低电平不变化，同时V+处电压变化（VOL-VREF）/（

31、R1/(R1+R2)； 当V-输入减小，必须减少到V+变化后的值才能发生电压跳变，成为高电平VOH，这就形成了滞回电路的效果。2.5测量方法的理论推导在图2.4中，铁芯磁化波形为对称的三角波。三角波形顶端幅值大小为激励磁场Hm，Hb为所用铁芯的饱和磁化强度，T为三角波激励信号的周期。定义以下变量：t+ - ：铜丝绕组W3端输出电压中正负矩形脉冲之间的时间间隔；H：铁芯中磁场强度。由上述分析，当待测直流电流为零时，W3端输出电压中正负脉冲不移相，此时t+ - =T/2。当待测直流电流大于零时，如图2.4，铁芯中磁场强度H的波形将向上平移H0。将图2.3取出一部分详细分析，如图2.7所示。由几何关

32、系可以推出：图2.7 铁芯磁化波形局部图铁芯磁化H波形中上升和下降部分过零点的位置分别前移和后移x，可得x的表达式为：相应地，铜丝绕组W3端输出电压u中的正负脉冲序列相对发生移相，且幅度相同，均为x。则t+ - 的变化量表示为 由此可得待测电流I的表达式：推出上述表达式后，待测直流电流的大小和方向可以通过检测t来测量，绕组匝数W1，W2,激励电流的周期T，激励电流的幅值Im均为已知参数，且各量之间只存在简单的线性关系，可以看出被测电流范围与激励绕组W2和被测绕组W1有关；t正比于三角波激励信号的周期与其幅值成反比。因此可以通过增大三角波激励信号的周期，减小其幅值来提高t的值，从而减小误差，增大

33、灵敏度。也可以在内部设计一个电流放大电路，将待测电流放大至一定倍数，引起更大的t，更加有助于减小误差。2.6本章小结本章主要介绍课题所涉原理，先介绍了单铁芯磁调制器的工作原理，然后详细讨论了相位差磁调制式测量系统基本原理，再分别介绍了本文所用的三角波激励源电路和整形电路，最后对整体测量方法进行了详细的理论推导。三，相位差磁调制式测量系统设计与实现3.1硬件设计3.1.1整体思路在面包板上利用硬件组成如图2.3所示的磁调制测量系统，由激励电源输入三角波信号，将检测绕组输出电压送入整形电路，经由单片机系统检测计算处理后将被测电流信息输出至显示器显示，并在单片机端编写代码，适当设计人机交互功能。最后

34、根据实际检测结果对设计方案作出评估。 整形电路三角波电路单片机电路待测电流图3.1硬件设计的原理框图具体设计方案如下：1，设计并搭建激励源电路输出三角波；利用集成运算放大器的优良特性，接上外部元件，可以方便地构成性能良好的正弦波振荡器和各种波形发生器电路。由于集成运算放大器本身高频特性的限制，一般只能构成频率较低的RC振荡器，在集成电压比较器电路中引入正反馈，构成滞回比较器，就能产生方波、三角波、脉冲波和锯齿波。本文采用图2.5所示三角波激励源产生电路，并在实验面包板上搭建电路。2，设计并搭建相差式磁调制直流电流测量系统电路（如图2.3）；实际电路中直流电流回路W1由穿过磁心的导线代替，W2和

35、W3端分别三角波激励源电路的输出端和迟滞比较整形电路的输入端，并将磁心绝缘固定。3，实现数字直流电流传感器功能如下：能检测0100mA范围的直流电流，输出直流电压，输出直流电压与输入直流电流成线性关系。 图3.2相差式磁调制直流电流测量系统3.1.2硬件设计组成各部分的组成和功能说明如下：1) 稳压电源模块：本文使用汇众电源生产的HZD05B-28S48型模块电源，为三角波电路提供+15V与-15V的输入电压，其额定输出功率为5W，可支持的直流电压输入范围分别为：18V36V以及超宽直流电压输入范围9V36V，可满足各类用户的需求，输出电压精度可达±1%，具有完善的输出过流、过压、短

36、路等保护功能。六面体屏蔽、底部绝缘，既满足了屏蔽的要求，又利于排版布局。独特的机械加固方式，满足加固的同时，提高设计集成化程度。若在输入端接入相关型号滤波器，可提高产品的电磁兼容性。图3.3 模块电源引脚定义2) 交流激励电源：产生50Hz的三角波电流,幅值约为5.5V，为磁调制器激励绕组W2端提供调制信号，三角波电路使用了两片uA741运算放大器芯片，设计参数的详细讨论将在3.1.3中给出。图3.4 uA741引脚图3） 磁心调制部分：按照图2.1绕制线圈。组成包括高磁导率的环形铁芯，铜丝绕组和外接导线，分为50匝与500匝两个绕组，分别接入交流激励信号和输出调制后的信号。环型铁芯是由一整条

37、冷轧晶粒取向硅钢带卷绕而成，具有高磁感、低铁损的特点。待测电流信号I由一根直接穿过磁环的导线提供，待测电流幅值在0至100mA之间。4） 整形电路部分：利用迟滞比较电路将调制后的信号转换为矩形脉冲信号。在整形电路中还包括一个放大电路将磁心调制部分输出的类三角波信号放大至能被迟滞比较电路识别处理，还包括一个分压电路将所得矩形脉冲信号的幅值减为3.3V至5.1V之间以便单片机引脚识别为高电平，最终矩形脉冲信号被送入单片机系统电路中。其中放大电路如下：图3.5 运算放大电路分压电路使用两个定值电阻组成。5） 单片机系统：由89C51单片机为主芯片构成，在开发板上已集成LED数码管。片内定时/计数器采

38、用16位工作模式，计时用于测算矩形脉冲信号持续时间，进而通过内部算法算出相位差t以及待测电流值大小，并通过数码管显示。3.1.3三角波激励电路的元器件选择与参数设定a）由于方波前后沿与放大器作开关的器件A1的转换速率SR有关，因此当输出方波的重复频率较高时，集成运算放大器A1应选用高速运算放大器，本文设定三角波频率为50Hz左右，一般要求时选用通用型运放即可。b）集成运算放大器A2的选择：积分运算电路的积分误差除了与积分电容的质量有关外，主要事集成放大器参数非理想所致。因此为了减小积分误差，应选用输入失调参数（VI0、I0、Vi/T、I0/T）小，开环增益高、输入电阻高，开环带较宽的运算放大器

39、。可以选择uA741型运算放大器。（2）选择稳压二极管稳压二极管Dz的作用是限制和确定方波的幅度，因此要根据设计所要求的方波幅度来选稳压管电压Dz。此外，方波幅度和宽度的对称性也与稳压管的对称性有关，为了得到对称的方波输出，通常应选用高精度的双向稳压管。R3为了稳压管的限流电阻，其值有所选用的稳压管的稳定电流决定。（3）确定正反馈回路电阻R1与R2R1与R2的比值均决定了运算放大器的A或A1触发翻转电平，也就决定了三角波的输出幅度。因此根据设计要求的三角波输出幅度，可以确定R1和R2的阻值。（4）确定积分时间常数RC积分元件R、C的参数值应根据方波和三角波所要求的重复频率来确定。当正反馈回路电

40、路R1、R2的阻值确定之后，再选取电容C的值。综上所述，选取的元器件如下：集成运算放大器：LM324或LM741   2片电阻：     10K 、20 K 、2K  若干可调电阻：   100 K       1只瓷片电容：   0.047uF/25V   1只稳压二极管：  2DW7    2只 3.2 软件设计3.2.1整

41、体思路软件设计主要针对单片机编程。由图3可知，软件部分主要为了测量出时间差x的大小，由于三角波激励源信号的周期为58.68Hz，因此最终所得矩形脉冲信号的高电平持续时间约为8.5ms左右，待测电流的加入会引起矩形脉冲信号的正负半周分别前移或后移，且时间差x应在若干个us级别。利用89C51单片机上P3.1串行口接收整形电路输出的矩形脉冲信号，脉冲信号幅值超过了5.3V，在正半周会被单片机识别为高电平。先一直检测输入是否为高电平，若是高电平则启动定时器计时，并一直检测是否为高电平，发现为低电平时关闭定时器，停止计时。为了减小误差，只处理第二次获得的定时时间t2。由事先测得的无待测电流时的高电平持

42、续时间作为固定参数t1，t2与t1之差即为x值。定时器模块：通过定时器测出有待测电流I时的高电平持续时间，其与无待测电流时的高电平持续时间之差应为所求的x值。使用工作在16位下的定时器。数据处理模块：由所求的x值及其它参数值通过2.2中算式算出待测电流值。显示模块：通过扫描八段数码管实时显示待测电流值。3.2.2程序设计通过外部脉冲输入到P3.3口。当 引脚上出现高电平时，定时器T1即开始对12分频时钟周期计数，直到 引脚变低电平为止，然后读出T1计数器的值并显示。通过设置TMOD，使其为定时器模式。当GATE=1时，为门控方式。只有TR0设置为1，且同时外部中断引脚也为高电平时，才能启动T0

43、开始计数工作。把脉冲信号从P3.2脚引入，T0设为定时器方式工作，并工作在门控方式（GATE=1）。在待测信号高电平期间，T0对内部周期脉冲进行计数。在待测脉冲高电平结束时，其下降沿向P3.2发中断，在外部中断0的中断服务程序中，读取TH0、TL0的计数值，该值就是待测脉冲的脉宽。随后，清零TH0和TL0，以便下一次当待测电流值发生变化时再测下一个脉宽的测量。计算方法：脉冲宽度=计数值*1us,将脉冲宽度的数值转换为压缩BCD码，再将压缩BCD码转换为非压缩BCD码便于计算。将测得的脉冲宽度值与待测电流为零时的脉冲宽度值求差，做为正脉冲宽度变化值，然后按照所推的的算式计算出待测电流值大小，再将

44、其转换为LED数码管码值进行实时显示。3.2.3设计流程图开始初始化处理数据并显示P3.2口是否高电平 否 是启动计时器P3.2口是否高电平 否 是关闭定时器是否为第一次计时 是 否 3.3本章小结本章主要介绍了相位差磁调制式测量系统的硬件电路设计和测量软件代码设计，对硬件电路所涉元件及其相关资料做了较为详细的叙述，介绍了软件设计的整体思路，并给出具体流程图。四，设计验证与测试过程4.1设计验证图示在面包板上搭建好除单片机系统外的硬件部分后，用导线和示波器来检测电路中各点波形是否正确。其中几处关键点为：在三角波模块的滞回比较部分应输出方波信号，输出端应输出稳定的三角波信号；在铜丝绕组W3端应输

45、出类似三角波的波形；在整形电路输出端应输出矩形脉冲信号。详细结果如图4.1至图4.5。图4.1 三角波模块的滞回比较部分输出信号图4.2 三角波模块的最终输出信号图4.3 铜丝绕组W3端输出信号图4.4 铜丝绕组W3端输出信号经过放大电路后的输出波形图4.5 迟滞比较器输出波形4.2测试过程图示在改变待测电流值大小时，迟滞比较器输出波形的正负电平宽度会发生变化。如图4.6与图4.7所示，测量时先将待测电流值调至0，将示波器显示波形调至最左侧跳变沿与网格重合，观察第二个跳变沿的位置；将待测电流值调至50mA，此时可以明显看到第二个跳变沿向右移动一段距离。（在后续测量中可以发现移动距离大约为40m

46、s）由于移动幅度十分微小，在测量时需要将示波器横向频率衰减档位调至如图4.8a所示，以便更精确地读数。在本文设计的电路中，最终的输出波形是矩形脉冲波，这样方便手动调节光标读数，但不能直接反映负脉冲序列的移动信息。但由于正负脉冲移动方向相反，幅度相同，只需要读取高电平持续时间的变化量即可反映出待测电流值的大小。图4.6 待测电流为零时的输出波形图4.7 待测电流为50mA时的输出波形 图4.8a 频率档衰减后的输出波形a 图4.8b 频率档衰减后的输出波形b图4.8a清楚地表明了测量方法，先将示波器上频率衰减旋钮旋至合适位置，使得波形较宽，再将水平和竖直平移旋钮旋至合适位置，便于观察。按下面板上

47、的Cursors按钮，光标模式选为手动，光标类型为X，为了读取水平方向的数据。由于测量光标固定，需要旋动水平平移旋钮使波形跳变沿与测量光标重合，由示波器右上角CurA=8.76ms可以知道左侧负跳变沿时间为8.76ms，如果移动波形,可以测出一个完整脉冲的时间为17.0ms，这与波形所示的频率58.77Hz是一致的。在测量过程中发现，改变待测电流值大小时，首个脉冲的始末位置始终不变，始终为0ms和17.0ms，只是正脉冲的负跳变沿的位置向右移动，由于分辨率所限，测量时按照间隔为5ms依次增大待测电流值，记录其实际值和第一个完整脉冲的三条边沿的位置。4.3测试结果按照4.2中叙述的测量方法，每隔

48、5ms时间间隔，本文测量了从0mA到185mA范围内的直流电流值对应的波形数据。图4.9 测量方法示例测量不同待测电流值时对应的A,B,C三个点的时间值。待测电流（ms）A点位置（ms）B点位置（ms）C点位置（ms）待测电流大小A点位置（ms）B点位置（ms）C点位置（ms）008.4417.09509.0817.0508.5217.010009.1217.01008.5217.010509.1617.01508.5617.011009.2017.02008.6017.011509.2417.02508.6417.012009.2417.03008.6817.012509.2817.0350

49、8.6817.013009.3217.04008.7217.013509.3617.04508.7617.014009.3617.05008.8017.014509.4017.05508.8417.015009.4417.06008.8817.015509.4817.06508.8817.016009.4817.07008.9217.016509.5217.07508.9617.017009.5617.08009.0017.017509.6017.08509.0417.018009.6017.09009.0417.018509.6417.0表4.1 测量数据从表格中可以看出，测量过程中改变待测

50、电流值大小，示波器上首个脉冲的始末位置不变，待测电流引入的磁场变化反映在正脉冲宽度变化。按照5mA的梯度依次增大电流值，正脉冲宽度基本能够按照0.04ms的间隔增大。但在部分点处，正脉冲宽度变化与其上一组相同。由于脉冲起点选取在0ms处，则B点位置为正脉冲宽度。将B点位置值与待测电流值一一对应在坐标轴上绘点，图形如下：图4.10a 测量结果B点位置绘图图4.10b 正脉冲宽度随待测电流值的变化图图4.10a中直观地给出了待测电流变化与最终矩形脉冲宽度的关系，图4.10b给出的是待测电流变化与矩形正脉冲宽度变化的关系，基本上呈现简单的线性关系。在2.5中已经推得，待测电流I与脉冲宽度变化t的关系

51、为：理论推导是线性关系，这与测量结果是符合的。在测量过程中，由于电路本身的稳定性，三角波振动周期在58.68Hz附近细微变化，引起的周期变化在0.001ms这一数量级。待测电流每增大5mA，B点位置变化0.04ms，这是可以接受的。三角波电压幅值大小为：Vs=6.2V；周期为：T=58.68ms；三角波电路中使用的可调电阻阻值为：Rs=217.5；三角波电流幅值大小Im为：Im=27.55mA；环形铁心的W1，W2绕组匝数分别为：W1=1，W2=50；（W1=1是由于待测电流所在导线只是穿过了环形铁心，没有在上面绕组）按照推出的待测电流表达式，将各数据代入后计算得出待测电流的测算值，如表4.2

52、所示。组别待测电流实际值待测电流测算值组别待测电流实际值待测电流测算值组别待测电流实际值待测电流测算值100.00146571.1327130142.262512.93157077.6028135148.7331012.93167584.0629140148.7341519.40178090.5330145155.2052025.87188597.0031150161.6662532.33199097.0032155168.1373038.802095103.4633160168.1383538.8021100109.9334165174.6094045.2722105116.40351701

53、81.06104551.7323110122.8636175187.53115058.2024115129.3337180187.53125564.6725120129.3338185194.00136071.1326125135.80表4.2 待测电流实际值与测算值图4.11待测电流的测量值与真实值图示在以上表格及图示中可以看出待测电流的测量值始终比其真实值要大，虽然所测算得到的电流值与其实际值有一定误差，但其变化趋势与真实值一致。误差分析在5.2中给出。4.4本章小结本章先验证了所实现的电路是否符合要求，检测了各个关键点波形及其变化是否与理论分析一致，然后按设计要求对待测电流进行了检测验证

54、，绘图并简要分析了分析所得数据，并由测量结果计算出待测电流值。五，总结与分析5.1测量结果及误差分析将电流测量值与真实值相比较，先分别求出其相对误差百分比，再按待测电流依次增大的组别将其一一标注在散点图上，如图5.1，可以很清楚地看出其误差百分比随待测电流实际值的变化。图5.1 测量相对误差图示从图5.1中可以看出：（1）在待测电流值十分小，不超过30mA时，测量误差值变化剧烈，有连续五个测量值的误差恒定在30%附近的同一值，这说明在这个极小电流范围内，测量误差十分大，但其线性度较好，在该区间上，电流值每增大5mA,均会引起正脉冲宽度发生相同的变化，即增大0.04ms。（2）从35mA以后，相对测量误差在总体上呈现减小的趋势，但在局部上会逐渐增大，然后迅速回落到某一较低误差百分比值。结合表格4.1分析原因可知，出现突然回落的点是由于该点处正脉冲宽度变化值