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电力
电子技术
- 资源描述：
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电力电子技术,电力,电子技术
- 内容简介：
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第七章 逆变电路,7.1 引言,7.2 开关器件的换流方式,7.3 电压型方波逆变器,7.4 逆变器的PWM调制技术,7.5 单相SPWM逆变器,7.6 三相PWM逆变器,7.7 PWM逆变器桥臂封锁时间对电压的影响,7.8 逆变器的其它电路结构和控制,7.9 逆变器的整流运行模式,7.10 电流型逆变电路,小结,下 页,返回,第七章 逆变电路,7.1 前言,7.1.1 实现逆变的基本概念,逆变,将直流电转变为交流电。,逆变电路,将直流电转变为交流电的电路。,逆变器,在逆变电路加上一些控制和保护等器件。,下 页,上 页,返 回,第七章 逆变电路,变频,通过改变电力电子器件触发脉冲之间的间隔时间，而改变提供给负载的交流电频率。,交流电源,下 页,上 页,返 回,第七章 逆变电路,交流电压源,下 页,上 页,返 回,第七章 逆变电路,电压波形对应控制角a=1200时，假设在t2时刻之前晶闸管4和5已处于导通状态，对应的直流电压为uca，在此期间，直流电压为负值，此时回路的电压方程可表示为：,|Ud|-ua+uc=0,下 页,上 页,返 回,第七章 逆变电路,在t2时刻到来之时，触发晶闸管6，在t2时刻使晶闸管4关断。晶闸管6维持导通时的电压回路方程为： |Ud|-ub+uc=0,晶闸管4上承受的电压为： (|Ud|-ua+uc)(|Ud|-ub+uc)=uba,下 页,上 页,返 回,第七章 逆变电路,t2时刻后ubautri时，TA+闭合，TA-关断，此时的输出电压为: uA0=Ud /2当uctr1.0时的超调制中，基波输出电压的幅值应在下面的范围内变化：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.4.3 方波输出模式,方波,当ma足够大时，调制波（控制波uctr）与载波（三角波）只是在调制波为0的附近相交，其它位置均没有相交点的输出波形 。,方波调制是SPWM调制的一个特例。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,方波运行区域内的输出电压与ma无关。在方波输出方式中，逆变桥臂的两个开关以规定的开关频率交替导通半个周波（180）。,给定Ud后，逆变器输出电压的基波峰值为：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,对应的谐波幅值为：,给定Ud后，逆变器输出电压的基波峰值为：,式中，h为谐波次数，为奇整数。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,方波模式的优点 :,逆变开关的状态在每周期内切换两次，开关速度低，损耗小。,方波模式的缺点 :,逆变器不能调整输出电压的幅值。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5 单相SPWM逆变器,7.5.1 单相单桥臂逆变器,单相单桥臂逆变器的输出电压是A点相对于参考点“0”点的电位，即: u0=uA0,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,假设采用SPWM调制，此时的输出电压波形与右图相同。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,不考虑开关状态，电容器C+和C-平均分配电流。当VT+闭合时，VT+和VD+均可导通电流。,当VT-导通时，i0的方向决定VT-或VD-导通。输出电流在C+和C-之间切换，平均分担负载电流。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,变器稳定运行状态下，输出电流中不含直流分量。逆变器的输出与变压器相连，由变压器付边给负载提供电能。变压器的原边不导致饱和现象。无论逆变器的开关状态如何，输出电流都在两个方向上流动，变压器原边绕组的电流不能强制为零，变压器的漏感不对逆变器的开关器件造成危害。单桥臂逆变器中的开关元件峰值电压为:UT=Ud电流额定为：IT=io.peak,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2 单相全桥逆变器,在直流输入电压相等时，全桥逆变器的输出电压是单桥臂逆变器输出电压的两倍。,若输出相同功率的话，全桥逆变器的输出的电流和开关器件的电流是单桥臂逆变器的一半。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,若两者的输出电流相同，全桥逆变器的输出功率为单桥臂逆变器输出功率的两倍。,在需要大功率传输的情况下，全桥逆变器所需并联装置较少。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.1 双极性SPWM,在SPWM调制模式下，桥臂A的输出电压波形与基本单桥臂逆变器的输出波形相同。根据图中所示的uctr和utri的比较结果决定导通状态。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,因此,桥臂B的输出与桥臂A的输出相反: 当VTA+导通时， uA0=Ud/2VTB也导通， uB0= Ud/2,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,得到：U01m= maUd (ma 1.0) Ud 1.0),第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,如图所示的全桥逆变器，已知Ud=300V，ma=0.8，mf=39，基波为47Hz。若逆变器采用双极性SPWM调制模式，试计算输出电压u0的基波电压有效值和主要谐波的谐波分量幅值。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,解,由等式 fh=hf1=(jmf k).f1 可知，u0中的谐波可由表7.1和例7.1中的谐波乘以2得到，因此，根据等式,得到任意谐波h的均方根电压的表达式为：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,计算得到的基波和各次谐波电压值分别为：,U01=212.130.8=169.7V 47HZ时(U01)37=212.130.22=46.67 V 1739HZ时(U01)39=212.130.818=173.25 V 1833HZ时(U01)41 =212.130.22=46.67 V 1927HZ时(U01)77 =212.130.314=66.60 V 3619HZ时(U01)79 =212.130.314=66.60 V 3713HZ时,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,假设直流侧和交流侧的两个LC高频滤波器是理想滤波器，没有任何损耗，并将所有的谐波完全滤除。同时假设逆变器的开关频率很高，接近无穷大。交流和直流侧滤波器中L和C的值都接近0。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,有了前面的假设，可认为图中的u0是理想的正弦波。若基波频率为f1， ，则输出电压表达式为：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,e0是频率为f1的正弦波，输出电流也是正弦波，负载电流滞后u0一个角度。输出电流为：,式中，j为i0(t)滞后u0(t)的功率因数角。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,直流输出功率与交流输出功率相等：,式中, “*”号表示直流电流的瞬时值，因此,式中,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单相逆变器在双极性PWM调制模式下的直流侧电流,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,实际应用中，交流电经整流后再通过滤波得到的直流电压，整流器输出端并联一个大容量的电容器，它能使直流电压稳定。,纹波,谐波的总和。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,直流电压不稳定的原因,工频交流输入的整流器输入电压波动，交流线路存在阻抗，不可能产生一个理想的直流电。,由式 可知，单相逆变器直流侧的电流不是一个稳定直流，即使是不考虑高次谐波分量所产生的电压纹波，它仍然带有二次谐波分量，至少二次谐波电流会使电容电压产生波动。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.2 单极性SPWM,桥臂A通过utri与uctr比较产生控制逻辑。 桥臂B通过utri与-uctr比较产生控制逻辑。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,uctr和三角波比较产生以下逻辑信号后再控制桥臂A：,uctrutri : VTA+ 闭合，uAN=Ud uctrutri : VTA- 闭合 , uAN=0,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,(-uctr)utri : VTB+ 闭合，uBN=Ud (-uctr )utri : VTB- 闭合 , uBN=0,-uctr和相同的三角波的比较产生逻辑信号再控制桥臂B：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单极性全桥逆变器工作时4种开关组合：VTA+ ，VTB-闭合： uAN = Ud , uBN = 0 , u0 = UdVTA，VTB+闭合： uAN = 0 uBN = Ud u0 = -Ud,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,VTA+ ，VTB+闭合： uAN=Ud uBN=Ud u0=0VTA，VTB-闭合： uAN=0 uBN=0 u0=0,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,当桥臂上面的两个开关闭合后，输出电压为0，输出电流是在VTA+和VDB+中循环还是在VDA+和VTB+中循环，取决于i0的方向,此时直流输入电流id为0。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,下面两开关VTA和VTB闭合时，其分析与上面两个开关闭合时的情况相仿。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单极性PWM开关控制,输出电压在0+ud之间或0(-ud）之间跳变的PWM控制方式。,单极性SPWM调制将双极性SPWM的谐波频率“有效地”翻了一倍，此外，这种开关模式的电压跳变幅值由双极性的2Ud降低到Ud。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,谐波频率“有效地”翻了一倍,在单极性PWM调制技术中，最低的谐波出现在两倍的开关频率附近。,输出电压 jAN-jBN=180,单极性逆变电路中选择偶数的mf,以基波频率f1为基准，uAN和uBN波形彼此之间偏移180。,180相位差,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,180的相位差表示输出电压u0=uAN-uBN中开关频率谐波分量相互抵消，处于开关频率附近的谐波被消除。凡是其它两倍开关频率的主要谐波会自动抵消，而它邻近的谐波则不会抵消。,单极性PWM逆变器输出电压的表达式为： U01m=maUd (ma 1.0),第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,上图电路中，若采用单极性PWM调制技术，mf =38。试计算输出电压基波分量的有效值和主要谐波的有效值。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,解,基于单极性PWM调制的基本概念可知，谐波次数h可表示为：,式中，k为奇数，j为任意正整数，采用计算公式,可得：,根据上式和表7.1，可得电压有效值。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,计算得到电压有效值分别为：,基波或47Hz： U01=0.8212.3=169.7Vh=2mf1=75或3525 Hz： (U0)75=0.314212.13=66.60Vh=2mf1=77或3619 Hz： (U0)77=0.314212.13=66.60V,单极性SPWM和双极性SPWM在相同的ma下，两者的基波电压幅值相同，在单极性SPWM调制模式下，频率在mf及它的奇数倍附近的谐波分量得到了有效抑制。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单相全桥逆变器在单极性PWM调制模式下的直流侧电流单相逆变器在双极性PWM调制模式下的直流侧电流,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单极性PWM和双极性PWM调制模式，在相同的ma下，两者的基波电压幅值相同。单极性PWM调制模式下，频率在mf奇数倍附近的谐波分量得到有效抑制。单极性PWM调制方式下的直流电流中纹波比双极性PWM调制方式下的直流电流中纹波要小得多。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.3 单相全桥逆变器的移相式输出控制,单相全桥逆变器的移相式输出控制方法是由方波控制和单极性开关模式组合而成。,逆变器两个桥臂上的开关分别控制，所有开关的占空比是0.5。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,在波形重叠期间，逆变器两个桥臂的上面两个开关或下面两个开关均处于闭合状态，此时的输出电压为0。当a=0时，相当于方波逆变器的运行，对应的基波输出电压幅值最大。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,利用b =90- a /2和富里叶级数分解，可得输出电压的基波和谐波分量：,对上式积分计算后得：,式中b =90- a /2 , h为奇整数,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,基波电压分量、谐波电压分量和谐波总畸变率THD随的变化曲线。,THD,所有谐波的有效值与基波分量的有效值之比 。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.4 推挽逆变器,单相推挽式逆变器有一个变压器，原边绕组上带有中间抽头。两个IGBT交替导通，通过变压器的耦合给负载提供矩形波交流电压。,两个二极管给感性负载提供无功反馈通道。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,Ud和负载参数相同，且变压器一次侧两个绕组和二次侧绕组的匝数比为1：1：1时，该电路的输出电压和输出电流的波形及幅值与全桥逆变电路完全相同。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,下式适用于单相推挽式逆变器。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,使用的开关器件数较少，每个闭合通道只存在一个管压降。推挽逆变器中，变压器的直流饱和难避免。该电路结构比全桥电路少用一半的开关器件，但器件承受的电压为2Ud，比全桥电路高一倍，且还必须附加一个变压器。,推挽逆变电路的特点,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,假设输出电流i0持续流通，当开关VT1闭合（VT2断开）时，i0为正，VD1可以传导反方向的i0。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,n是变压器一次绕组的一半和二次绕组之间的变比。当开关VT2闭合（VT1断开）时，输出电压u0= Ud/n。,推挽逆变器可以PWM或方波模式运行，其输出电压波形与单桥臂逆变器或全桥逆变器的波形相似。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,图中的输出电压为:,(ma 1.0),(ma 1.0),推挽式逆变器中，开关器件的峰值电压和电流额定为： UT=2Ud，IT=i0.peak/n,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,变压器原边两个绕组之间需要有很好的磁耦合。当开关动作时，该逆变器的某个绕组中的电流要被迫变为0。推挽逆变器可设计成脉宽调制型逆变器，但不能完全采用上述SPWM调制技术，该变压器的匝数比SPWM逆变器所连变压器的匝数要多很多倍，若采用SPWM调制，推挽逆变器的最高工作频率不能超过1kHz。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.5 单相全桥逆变器开关器件的额定参数,如果在全桥逆变器的输出中使用变压器，其漏感对逆变器的开关器件不会造成危害。全桥逆变器开关器件的峰值电压和电流额定的选择与控制策略和开关模式无关，参数的选择为： UT=Ud IT=i0.peak,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.5.2.6 单相逆变器输出中的纹波,周期性波形的瞬时值与该波形基波分量的差。,所有谐波的合成波形。,u0和i0中的基波和纹波分量分别为: u0=u01+ urip i0=i01+ irip,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,基波等效电路图,纹波频率纹波频率分量包含了许多谐波频率分量。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,基波分量为： U01=E0+UL1=E0+jw1LI01,根据叠加原理，u0中所有的纹波电压urip全部施加在电感L上，可表示为： urip(t)= u0 u01,k:常数，表示电感电流的初始值； x:积分变量,输出的纹波电流为：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,选择恰当的起始时间t=0，可使下式中的k值为零,上式和式 urip(t)= u0 u01 表明，纹波电流与传送给负载的功率没有关系。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,方波逆变器输出电流的纹波,双极性PWM模式中的电流纹波,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,SPWM逆变器与方波逆变器输出电压的基波分量幅值是相等的。SPWM逆变器产生的纹波电流分量的峰值比方波逆变器产生的纹波电流要小。这就是在逆变器输出电压中加入频率尽可能高的谐波所带来的优点。SPWM调制模式能够减少谐波，因此，它能够降低负载上的损耗。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,首先认为各种电路均工作在理想状态。假设Udmax是输入电压的最大值。在PWM模式下，输入电压保持Udmax不变。在方波模式下，减少输入电压，使它小于Udmax，因而能减少输出电压。若不考虑PWM和方波运行模式，并假设输出负载有足够大的感性作用，它使输出电流为纯正弦电流且对应最大负载时的电流有效值为I0max。,7.5.3 单相逆变器的开关利用率,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,假设输出电流是纯正弦波，逆变器所有开关器件合成的开关利用率可定义为：,U01I0.max : 逆变电路的输出功率的有效值下标1: 逆变电路的基波输出分量，UT : 开关元件的峰值电压额定值 IT : 开关元件的峰值电流额定值q : 逆变电路的开关数量,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单相逆变器开关利用率的比较,推挽逆变器,式中，q=2 ; n为匝数比最大开关利用率：zmax= 1/2p 0.16,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,单桥臂逆变器,式中，q=2 最大开关利用率：zmax= 1/2p 0.16,全桥逆变电路,式中，q=4 最大开关利用率：zmax= 1/2p 0.16,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,所有逆变器最大开关利用率都相同。,实际应用中，开关利用率比0.16小，主要原因有：,选择开关额定值时留有一定的安全裕度；决定PWM逆变器中的开关器件电流额定值时，须考虑输入直流电压的可能变化；输出电流的纹波影响开关电流额定值；逆变器应能提供一个短时的过负载。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,在ma1.0的SPWM调制方式下，相对于方波逆变器而言，开关利用率会由于(p/4)ma因子的乘积关系而减小，此时最大的开关利用率为：,(PWM，ma1.0),方波逆变器中，开关利用率为0.16。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,在单相全桥PWM逆变器中，Ud在295325V的范围内变化。要求输出电压的有效值稳定在200V。已知负载电流的最大有效值为10A，且为正弦波。试计算逆变器在理想化条件下不考虑过电流时的合成开关利用率为多少？,解,在这个逆变器中V：,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,最大基波输出功率A：,由式 可得开关利用率为:,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.6 三相PWM逆变器,三相逆变器常用于向三相负载提供电能。从原理上讲，可采用三个单相逆变器向三相负载提供电能，只要每个单相逆变器的输出电压矢量之间相差120（基波）即可。但实际运行时每个单相逆变器只能给其中的一相负载提供电源，否则就要求有一个三相变压器。单相逆变器采用全桥逆变器结构时，这种结构至少需要12个开关器件。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,三相 逆变器,单相 SPWM逆变器,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,每个桥臂的工作方式，可参照单桥臂逆变电路的原理进行，但应考虑每个桥臂的相位应有120的间隔。,若忽略实际电路中所需的空白时间，同时假设开关器件是理想的，则输出电压与输出的负载电流无关。,若以直流侧负极性端“N”为参考点，则桥臂uAN的输出取决于Ud和开关器件的状态。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,7.6.1 三相电压型逆变器的PWM控制方式,三相逆变器PWM调制在输入电压Ud为常数时，形成并控制所输出的三相电压的幅值和频率。为了从三相PWM逆变器中获得对称的三相电压，就要将作为载波信号的三角波信号与三个相位互差120的正弦调制波信号进行比较，以得到调制输出的脉冲波。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,uAN和uBN存在相等的平均直流电压，是以直流侧负极性端为参考点的输出电压。在形成线电压uAB时，它们的直流分量被相互抵消。该电压波形与单相全控桥PWM逆变器输出的波形相同。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,-Ud,Id,三相PWM输出波形中的谐波与 单相逆变器在双极性SPWM输出波形中uA0的谐波相同。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,假设mf为奇数，则所有谐波只存在于mf和mf的倍数次谐波的邻近。uAN和uBN间的mf次谐波的相位差是mf 120。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,如果mf是奇数且又是3的倍数，那么这个相位差为零，在线电压uAB中的mf次谐波可被抑制。如果所选的mf是3的奇数倍，它除了具有抑制奇数次谐波的作用外，还有消除偶次谐波的作用。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,三相逆变器的线电压波形中可以消除单桥臂逆变器中主要的谐波成分。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,三相PWM的特性,使用同步PWM，使mf取较小值，当mf为奇整数时，可消除偶次谐波。另外，mf应当是3的倍数，这样可以滤除线电压中含量最多的三次谐波。若mf值较大， SPWM调制的有关概念对所有单相PWM应用的说明均有效。在超调制（ma1.0）期间，无论mf的取值如何，只需注意mf为较小值的条件。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,在线性区域（ma1.0），输出电压的基波分量随幅值调制比ma呈线性变化。,7.6.1.1 线性调制（ma 1.0）,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,桥臂输出中基波分量的电压峰值为：,因相电压之间有120的相位差，所以，基波线电压的有效值为：,线电压输出中所含谐波分量的计算与表7.1中的方法相近，但有些谐波分量在线电压中已被消除。,第七章 逆变电路,下 页,上 页,返 回,谐波电压分量的有效值:,第七章
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