全固态连续波导航雷达设计方案

1 全固态连续波导航雷达设计方案 一、 体制 调频连续波（ 二、 系统组成 系统组成见下图。 发 射 通 道接 收 通 道定 向耦 合 器信 号 产 生信 号 处 理接 收 天 线驱 动 电 机光 电 码 盘汇流环接 口/控 制显 示终 端网 络电 源发 射 天 线扫 描 单 元显 示 单 元图 三、 技术指标 1、 频率 X 波段， 2 2、 峰值功率 100、 扫频带宽 小于等于 75、 扫频重复频率 200、 扫频时宽 、 接收机噪声系数 小于等于 6、 天线转速 24 8、 收 /发天线水平波束宽度 (度 ) 9、 收 /发天线垂直波束宽度 25+/(度 ) 3 10、 收 /发天线旁瓣电平 小于等于 负 10内 ) 小于等于 负 10外 ) 11、 极化方式 水平极化 12、 通信协议 高速以太网或串口 四、 性能指标 1、探测距离 典型目标探测距离见下表。 表 目标类型 探测距离 大型电站 /风场 1500m 高陡峭海岸线 10密城市海岸线 6盖森林的 250m 斜坡海岸线 4矮郊区海岸线 4型集装箱船 74 小于 50m 的低矮海岸线，浓密植被 3岛 2 型汽艇 1带角反射器的航标 1型汽艇或游船 角反射器的小型浮标 划艇 300群 160、量程 50m2417 档可调 3、功耗 工作： 19W 机： 2W 50、电源 9V流 5、使用环境 工作温度： 55 相对湿度： +35， 95 5 防水： 对风速： 51m/s(最大 100 节 ) 五、 组成原理 1、收发系统组成 D D 器P 频 器L N 中 频 输 出混 频 器发 天 线收 天 线图 2、信号处理系统组成 A / D F F 检 测差 拍 中 频检 测 视 频图 六、 关键指标分析论证 1、 A/D 采样率与采样位数 雷达最大量程 24波最大延迟： m a x 82 2 4 1 8 5 2 2 9 6 . 3 23 1 0 6 最大差拍频率： m a x m a 9 6 . 3 2 1 8 . 5 21200bd t M H 应选择 A/D 采样频率 2 实际可选： 0 采样位数选 16 位，对应动态范围 96 2、距离分辨率 （ 1）、理论分辨率 发射波形扫频带宽 F=75想距离分辨率为： 80 63 1 0 22 2 7 5 1 0 对自差式 达，当目标回波延时 效带宽降为： (1 ) 式中 际目标距离分辨率为： 2 (1 )从上式可以看出， 达在不同的探测距离上有不同的距离分辨率。距离越远，分辨率越差。取 小和最大量程的距离分辨率为： 量程 =50m, 距离分辨率 R 2m 量程 =24距离分辨率 R 上给出的是距离分辨率的理论计算值，实际距离分辨率还与信 7 号处理（主要是 频率分辨精度等因数有关。 （ 2）、相干处理时间间隔对分辨率的影响 最大量程时的可用相干处理时间间隔： 1200 - s 可用采 样点数： 40 = 36147 为了便于 理，若实际采样点数选 32768。对应的频率分辨率： f = 1221 频率分辨率对距离分辨率的限制为： 3861 . 2 1 0 3 1 0 1 2 2 1 2 . 9 3 0 42 2 7 5 1 0 该值大于理论距离分辨率，是实际能达到的距离分辨率。 小量程时，差拍频率小，与大量程相比可获得更长的相干处理时间， 比如， 50m 量程时，最大回波延时 s，可用相干处理时间间隔为： 1200 - s 频率分辨率： f = z 该频率分辨率对距离分辨率的限制为： 3861 . 2 1 0 3 1 0 8 3 3 . 5 6 2 . 0 0 0 52 2 7 5 1 0 因而， 率分辨率对雷达距离分辨率的影响可忽略。但前提是相 8 干处理时间必须用足。按 40样率， 50m 量程下的可用样点为47986。实际处理时，可通过补零将序列长度延长至 65536再进行 如此长序列的 则将产生严重的弱小目标损失。 （ 3）、 窗对分辨率的影响 信 号处理时，若对经 A/D 变换后的回波差拍信号直接进行 谱旁瓣仅为 密集目标环境下，大目标的旁瓣谱线可能远高于邻近小目标的主瓣谱线，从而严重干扰小目标的检测和分辨。为了克服这一问题，一般采用加窗处理的方法压低旁瓣。但加窗处理的负作用是引起频谱主瓣的展宽，使雷达分辨率下降。比如，采用瓣可压低至 主瓣展宽了一倍，雷达的距离分辨率对应下降了一倍。 3、信号处理损失 达通过 析差拍频率算出目标距离， 有所谓的“栅栏效应”，其输出的频 谱是离散的，谱线的间隔 f 等于相干处理时间的倒数，当差拍回波谱正好等于 f 的整数倍时，幅度最大，无损失。而当差拍回波谱位于 ： / 2 ( 0 , 1 , 2 , . . . , 1 )bf n f f n N 谱强度下降了 ，即信号损失 9 4、测距精度 线性调频连续波雷达的测距精度取决于信号调频的线性度、测频精度及目标运动引起的距离多普勒耦合等因素。 （ 1）、线性度的影响 采用 号的设计方案，可获得较理想的线性度，其对测距精度的影响可不予考虑。 （ 2）、测频精度的影响 差拍频率测量采用 法时，其“栅栏效应”将带来测频误差，最大测频误差发生在差拍频率位于 根谱线之间时： /2 对应的测距误差： 2 按照前述参数，小量程的误差为 1m，大量程误差为 （ 3）、距离多普勒耦合的影响 当目标有径向运动速度 回波频率将产生多普勒频移： 2 该频率将直接折合到差拍频率中去，引起的测距误差为： 2 比如，以 30节速度运动的目标，误差为 距离多普勒耦合的影响可采用三角波调频的 形，在信号 10 处理时对该误差进行补偿。若采用锯齿波调频，该误差将直接加到系统总误差中去。 系统总测距误差为： 22( ) ( )R R R 5、灵敏度频率控制（ 在脉冲雷达中一般采用灵敏度时间控制（ 路压制 近距离强回波，实现合理的信号动态范围控制。 达同样面临压缩动态范围的问题， 达的近距离强回波除了干扰目标的观察和检测，还会使中频电路过载，中频过载引起的交调会产生多个虚假目标，增加雷达的虚警率。因而，在 达中对近距离强回波进行压制对保证探测性能显得尤为重要。 达的近距离回波处于差拍中频的低端，远距离回波位于差拍中频的高端，所以要压缩信号的动态，必须压低差拍中频低频段的增益，同时保证在高频段有足够的增益放大小信号，即实现所谓的灵敏度频率控制（ 。 路的频率响应曲 线应随频率增加而上升，其上升斜率在每倍频程 +6+12间，其控制曲线可随 “海浪抑制”操作旋钮的变化而变化。 为了取得比较好的效果， 常近距离的超大目标回波的抑制靠交流耦合电路实现。 11 6、发 /收信号泄漏 达发射机与接收机之间的信号泄漏问题是该体制雷达面临的最突出问题。泄漏的影响表现在两个方面，一是当发射机泄漏到接收机的信号过强，使接收机前端饱和甚至烧毁；二是泄漏信号的噪声边带落入差拍信号的有效带宽内，严重限制了小信号的检测。因而，从某种意义上讲， 达对弱小目标的探测能力并不完全受限于接收机的灵敏度，而在很大程度上取决于收发隔离度。 达解决收 /发隔离问题采取的是收、发双天线分置的传统途径。目前从公开资料上查不到隔离度指标，但从其天线结构和两个天线的间距推测，隔离度应该大于 60 在收、发天线分置的 统中，发射信号除了可以通过收、发天线的空间耦合泄漏到接收通道，还可能通过收发模块的电路间耦合到接收电路。所以，在收发前端设计时，必须仔细考虑单元电路的隔离和屏蔽。 7、相位噪声对系统性能的影响 由于 达不可避免的信 号泄漏，加上该体制雷达一般采用“零拍型”接收方案，发射信号相位噪声对系统性能的影响在方案设计和电路设计阶段都必须加以仔细考虑。 任何射频产生电路在产生发射信号的过程中除产生所需要的信号外，还不可避免地同时产生相位噪声。从频谱上看，相位噪声谱对称分布于主信号谱两边。噪声边带可分为两个部分：一部分相互之间 12 及与主载频谱线之间的相位关系构成调幅（ 噪声；另一部分构成调制度很小的频率调制（ 噪声。噪声的一部分由于隔离度的限制泄漏到接收机的输入端；对零拍型 达，本振信号直接取之于发射信号的一部分。因而， 发射信号的边带噪声也要作用于混频器的本振输入端。泄漏信号与本振的相互作用使一部分噪声变换到差拍中频，差拍中频中的这一部分噪声将直接影响接收机的灵敏度。 达系统设计时为了减少边带噪声的影响，除了在信号产生电路设计时尽量采取低噪声方案，还必须在接收机设计时采取抑制信号边带噪声的措施。 为了抑制本振的 声，混频器电路一般采用平衡混频器，但即使采用平衡混频器，泄漏到混频器信号输入端的发射信号中的 抑制 声的有效措施是对消，对消的原理是保持泄漏到混频器信号输入端的信号 和本振信号有尽量一致的传输路径长度。这样，两路信号的 声保持高度的相关性，混频器输出的 声就得到了有效的抑制。通过精心设计，这种方法可取得相当好的效果。所以，尽管发射噪声中的 声电平远高于 声电平，但通过对消， M 噪声。 当允许因相位噪声泄漏引起的噪声功率增加 噪、隔离度等参数应满足以下关系： 1 7 4 1 0 l g ( 1 ) R C F n 式中： 13 位 为发射相 位噪声，单位 z R 为收发隔离度，单位 为对消比，单位 174为热噪声功率，单位 z F 为噪声系数，单位 、近距离强杂波和大目标的影响 由于体制的特殊性，近距离固定地物的回波和大目标的回波所含发射信号相位噪声对目标检测有显著影响。这种影响的机制与泄漏信号的影响是一样的，但由于杂波或强回波位置是不确定的，无法采用固定对消的方法实现 声的有效抑制。强回波对检测的影响如下图所示： 图 4、强回波的影响 从图中可以看到，在强回波附近，噪声基底被抬高，如在大目标 或近 14 区地物附近有小目标，小目标将很难被检测出来。 减小强杂波和大目标对邻近小目标影响的根本解决途径是设计噪声和杂散都尽可能小的信号产生电路。另外，在系统设计时可以考虑小量程用较低的辐射功率、设置 路等措施。 9、接收机动态范围 接收机动态范围定义为接收机最大接收信号与最小接收信号功率之比。该参数与雷达的测量范围、目标特性、检测能力等因素相关。综合考虑诸因素，以分贝表示的动态范围为： ()r R R C S S N D D d B （ 1）、 其公式为： 4m a x m i l g ( / ) R本雷达最大作用距离 4小作用距离初步定为 10m，依此计算出的 不符合导航雷达的工作模式。考虑到导航雷达是分量程测量不同距离上的目标的，较为合理的方法是分量程确定最大、最小测量距离计算距离动态范围，取其大者作为 本雷达最小量程 50m，该量程下最小测量距离暂定 5m。则： ( 5 0 ) 4 0RD m d B最大量程 24量程下最小测量距离暂定 1000m。则： ( 2 4 ) 6 6RD n m d B取： 15 66RD 2）、 大型船舶在 0000定最小目标反射截面积 1： 40R C SD 3）、 考虑到信号处理获得的得益，暂定： 0D 上，要求接收机线性动态范围： 6 6 4 0 0 1 0 6rD d B 考虑分配 路压缩动态 中频以后的接收机动态范围为86 10、接收机灵敏度 常规脉冲体制雷达的接收机灵敏度由下式决定： 0 m i n( / )S k T B F L S N式中 k 为波尔兹曼常数 T 为绝对温度 B 为噪声带宽 L 为系统损耗 (S/N)称识别系数 16 根据前面的分析， 达的灵敏度不仅决定于接收 机本身的噪声还与发射泄漏噪声、本振噪声有关，因而总噪声系数要修正为： 0 1 / f A F F式中 F1/，排除接收机以外的因数，识别系数 (S/N)；暂不考虑系统损耗， L 取 1；并对带宽归一化，得到每 灵敏度： 0 1 / f A MS k T F F F已知： 据 达前端设计的相关文献，取 F1/f=82： 1 7 4 6 8 1 2 1 4 8 /S d B m H z 经过信号处理后，噪声带宽为 分辨带宽，如在 50 f = z，取识别系数 (S/N)5应的整个接收机灵敏度为： 1 4 8 1 0 l g 8 3 3 . 5 6 1 5 1 0 3 . 8TS d B m 七、 测试 在实验室对实物测试的目的是进一步补充、完善整机指标体系，对前节的指标分析进行验证，或在测试的基础上调整、优化分析方法，使相关指标更可信、更合理，为下一步开展详细方案设计和研制工作打下基础。 17 1、收发天线隔离度测试 将天线单元与其背面的电路分离， 按下图连接测试设备： 接 收 天 线发 射 天 线信 号 源频 谱 仪图 5、收发隔离度测试 将信号源频率设在 9350出功率 0频谱仪测得的接收功率为 隔离度为： 1 0 l g ( )d 本项测试最好在微波暗室内完成。若无暗室条件，可选室外空旷处，将天线单元口面朝向天空安装。 2、发射中心频率 将天线单元分离后，在发射末级功放的输出端焊接一根带 接器的同轴线，按下图连接测试仪表。 末 级 功 放 频 谱 仪图 6、发射参数测试 18 按上图连接好后，控制发射机工作，调整频谱仪读出发射中心频率。本项测试时需关注该雷达是工作于定频方式还是调频方式。 3、发射功率电平 本项测试的测试框图如图 6所示。在频谱仪上直接读出发射信号的峰值功率电平。 本项测试需特别关注雷达在不同量程时的发射功率电平。 4、调频带宽 本项测试的测试框图如图 6所示。调整频谱仪的参数，使频谱仪显示 号的精细谱结构， 号的谱结构如下图所示。 0 . 5 P m a a 、 号频谱结构 测得信号峰值功率 频谱上升沿和下降沿分别找到对应 R,调频带宽为： M R F本项测试过程中亦需关注不同量程下调频带宽是否变化。 19 5、重频、调频时宽 测试框图如下图所示。 末 级 功 放 检 波 器 示 波 器图 8、调制参数测试框图 在不同量程下测试信号的重复周期、调频信号宽度。本项测试需关注重复周期是否参差，这关系到同频干扰抑制方案 的确定。 6、灵敏度 达接收灵敏度或噪声系数受到各种泄漏噪声的影响，因而抛开天线和发射机单独测试接收机灵敏度或噪声系数意义不大，因为这样测得的参数不能真正反映接收机接收微弱信号的能力。真实反映实际情况的测试必须在发射机、天线处于正常工作时进行。考虑多种