全桥LLC串联谐振DCDC变换器——毕业论文

编号 南京航空航天大学毕业设计题 目全桥LLC串联谐振DC/DC 变换器学生姓名学 号学 院自动化学院专 业电气工程与自动化班 级指导教师 年 月 毕业设计（论文）报告纸全桥LLC串联谐振DC/DC变换器摘 要近现代随着能源价格的增高和需求的增大，工作效率的高低成为了DC/DC变换器比较重要的指标之一。为了追求DC/DC变换器的大功率和高效率，需要不断地改进变换器的结构和器件。传统移相全桥软开关变换器可以有较大的功率，并且可以较好的实现ZVS，提高效率。但是相对的却限制了负载的范围，反向二极管的恢复也成了问题并且在输入大电压时效率很低。为了解决这些问题，本文试着研究全桥LLC串联谐振变换器。本文首先简单介绍了传统移相全桥PWM ZVS变换器、全桥LC串联谐振变换器、全桥LC并联谐振变换器和全桥LCC串并联谐振变换器，并指出了其中的优缺点。在此基础上对比介绍了全桥LLC串联谐振变换器。对 LLC 串联谐振全桥 DC/DC 变换器的工作原理进行了详细研究，利用基频分量近似法建立了变换器的数学模型，确定了主开关管实现 ZVS 的条件，推导了边界负载条件和边界频率，确定了变换器的稳态工作区域，推导了输入、输出电压和开关频率以及负载的关系。之后又设计了一个变换器电路，计算了相关参数，并且对元器件进行了选择。本文使用UC3861进行开关控制，设计了它的闭环电路。最后用saber软件分别进行了满载、半载、轻载和空载的仿真分析。仿真结果证实了理论分析的正确性。关键词：DC/DC变换器，全桥，UC3861，LLCi Full bridge LLC series resonant DC/DC converterAbstractIn modern timeswith increasingenergy pricesandincreaseddemand, the level of efficiency has become the important index of DC/DC converter. In order to pursue DC/DC converter with high power andhigh efficiency, thestructure and deviceof converter is needed to be improved. The traditionalphase shifted full bridge PWMZVS converter has some bad place. It limits the load range. Reverse diode recovery has become a problem when the inputvoltageandhighefficiency is very low. To solve these problems, we try to study the full bridge LLC series resonant converter.This paper introduces thecircuit and thecharacteristics of the traditionalphase shifted full bridge PWMZVS converter, full bridge LC series resonant converter and the full bridge LC parallel resonant converter and the full bridge LCC series resonant converter. Then their shortcomings are pointed out. In this paper, LLC series resonant Full Bridge DC/DC converter is analyzed in detail. Based on the fundamental element simplification method, the mathematics model of the converter is obtained, and the conditions to achieve ZVS are given. Steady working region of LLC series resonant Full Bridge DC/DC is confirmed, the relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given. Then, a converter circuit is designed, its parameters are calculated and the selected its components. This paper uses UC3861 for switching control and designed the closed-loop circuit. Finally uses the saber software to analyze some different situation of load.Finally,the simulation results are given, confirm the theoreticalresults are accurate.Key Words：DC/DC converter; Full bridge; UC3861; LLC目 录摘 要iAbstractii第一章 引 言- 1 -1.1 课题背景- 1 -1.2 谐振变换器研究现状- 1 -1.2.1 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器- 1 -1.2.2 LC串联谐振变换器- 2 -1.2.3 LC并联谐振变换器- 3 -1.2.4 LCC串并联谐振变换器- 3 -1.3 本文的主要内容- 4 -第二章 全桥LLC串联谐振DC/DC变换器- 6 -2.1 引言- 6 -2.1.1 拓扑图- 6 -2.1.2 全桥LLC谐振变换器的优缺点- 6 -2.2 全桥LLC串联谐振变换器的原理- 6 -2.2.1 全桥LLC串联谐振变换器的等效电路- 6 -2.2.2 全桥LLC串联谐振变换器的工作区域- 10 -2.3 全桥LLC串联谐振变换器的工作过程- 12 -2.3.1 开关管工作在区域1（fmffr）- 14 -2.4 频率特性- 16 -2.5 空载特性- 17 -2.5 短路特性- 18 -2.6 本章总结- 19 -第三章 闭环控制电路的设计- 20 -3.1 UC3861的简单介绍- 20 -3.2 UC3861的工作原理- 21 -3.3 闭环电路的设计- 22 -3.4 本章总结- 22 -第四章 参数设计及仿真结果- 24 -4.1 参数设计- 24 -4.1.1 性能指标要求- 24 -4.1.2 主电路参数设计- 24 -4.1.3 输出整流滤波电路- 28 -4.1.4 fmax、fmin、死区时间设计- 28 -4.2 saber仿真结果- 29 -4.2.1 满载- 29 -4.2.2 半载- 34 -4.2.3 轻载- 38 -4.2.4 空载- 40 -4.3 本章小结- 42 -第五章 全文总结及展望- 43 -参 考 文 献- 44 -致 谢- 45 -iv 第一章 引 言1.1 课题背景 随着电力电子技术的发展与计算机技术的快速提升，有关DC/DC变换器的应用变得很普遍，对于这方面的研究也就多了起来。高效率、高频率是人们社会生活中的DC/DC变换器的重要指标。软开关技术使高效率、高频开关变换器的实现有了可能。传统 PWM 开关电源按硬开关模式工作，开关损耗大。开关电源高频化可以缩小体积重量，但开关损耗却更大。为此必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术，即所谓零电压/零电流开关技术，或称软开关技术。小功率软开关电源效率可提高到80-85%。70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。以后新的软开关技术不断涌现，如准谐振、移相全桥ZVSPWM、恒频ZVSPWM/ ZCSPWM、ZVSPWM有源箝位、ZVTPWM/ ZCTPWM、全桥移相 ZVSZCSPWM等。1.2 谐振变换器研究现状1.2.1 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器如图，输入为直流电压源，T1、T2为超前桥臂，T3、T4为滞后桥臂，D1到D4为并联二极管，C1到C4为4个开关的寄生电容和外接电容。器件Lr是谐振电感（其中变压器漏感归并到谐振电感里）。Lf和Cf分别是滤波电感和滤波电容（Lr要尽量的大，这样If近似不变）。图1.1 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器它的优缺点： （1）轻载时难以实现零电压开通超前桥臂和滞后桥臂开关管实现 ZVS 的条件不同。两个桥臂上的开关管实现ZVS都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，二极管自然导通。对于超前桥臂，T2开通前期间，放电电流较大且恒定不变；另一方面由于变压器原副边有能量传递，原边等效电路中电感很大，故用于实现超前桥臂开关管 ZVS 的能量很大。而滞后桥臂 T3开通前的期间，一方面谐振电流逐渐变小；另一方面，由于二极管 D5、D6同时导通，变压器副边被短路，原副边没有能量传递，等效电感大小仅为 Lr，故用于实现滞后桥臂开关管 ZVS 的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS。 （2）整流二极管的反向恢复方面二极管反向恢复问题是变换器电路中的一个比较严重的部份3。但是在该电路中，由于占空比丢失的原因，使得谐振电感Lr不能太大，这样在副边则必需要有滤波电感Lf。而这样在原边电压反向的时候，就有可能产生D5、D6同时导通的情况（同时它们上的电流不能马上降到零），所以二极管反向恢复不是很好。1.2.2 LC串联谐振变换器通过前面的叙述，本文叙述了基本PWM ZVS电路有较大的缺陷。而另外一种用的比较多的变换器是LC串联谐振变换器。该变换器的电路图如下图所示4：图1.2 LC串联谐振的电路图和基本PWM ZVS电路类似，该电路的全桥整流原理和前文一致，这里就不再叙述了，以免累赘。比起图1.1，多连了一个电容。该变换器有三种工作状态，一是开关管在时工作处于电流断续状态，开关管为零电流开通、零电压/电流关断；二是开关管在，这时候电流为连续，开关管关断为ZCS，但是开通为硬开关；三是工作在，电流连续，MOSFET开通为零电压开通，可是关断却不能实现ZCS5。 它的优缺点：优点 （1）因为有谐振电容Cr的存在，可以起到隔直的作用，又可以防止变压器饱和。 （2）和前一种电路相比，它在轻载时具有更高的效率。缺点 变换器在轻载的时候，输出不具有可调性。1.2.3 LC并联谐振变换器 和串联LC变换器作比较，这里也给出了并联谐振的简略介绍6。和串联不同的是Lr和Cr为串联连接，Cr与变压器并联连接，变压器是一般理想变压器，不计损耗。为了使MOSFET实现ZVS，它的工作频率必需比谐振频率大，这也是一个较大的缺点。与串联LC变换器相比，它的工作范围太小，只需要稍稍改动一点开关频率，输出电压就有很大的变动。并且，当它工作在空载时，电路中能量较大，实际中需要较粗的电源线，浪费较大7。主电路图如图1.3所示：图1.3 并联LC DC/DC变换器它的优缺点：优点：（1）当工作频率大于谐振频率时，与前面的相比能够比更好的实现ZVS。 （2）对滤波电容Cf的要求较小。 （3）输入的范围与前面几种电路相比要大一些。缺点：（1）在前文中已经简单交代过，当负载阻值较小时，电路中循环能量很大。 （2）为了使输出相对的稳定，需要一个很大的滤波电感。1.2.4 LCC串并联谐振变换器图1.4是它的电路图。和前面几种电路相比，它的谐振部分有3个电器元件。因为这类结构，它可以拆分为一个串联LC电路和一个并联LC电路，与前面几种相比，相当于同时拥有了这两种电路的优点，但同时，有些缺点也继承了过来。图1.4 串联LCC谐振变换器的拓扑图全桥LCC串并联谐振变换器有三个运行模式。一是电容电压连续模式，这种模式下，需要开关频率工作在的范围内8。并联谐振电容Cr2上的电压是连续的，相应的回路呈容性，但是开关管开通的时候不是ZVS，只有关断的时候是ZCS，所以一般不用这种工作模式。第二种也是电压连续模式，当开关频率工作在时，电路也呈容性，但较好的是这时MOSFET实现了ZVS。第三种是电容电压断续运行模式，这时MOSFET工作在，电路呈感性，开关管能较好的运行。结合上面的叙述，变换器最好工作在状态。它的优缺点：优点：（1）在大多时候能够很好地实现ZVS，减小耗损。 （2）谐振电流是随着负载的变化而变化的，所以有较高的效率，同样减小耗损。缺点：（1）开关的工作频率范围太小9。 （2）负载阻值较小时中间变换部份电流大，这样线路上的能量也很大。 （3）变压器的漏感不能参与到谐振中来。1.3 本文的主要内容 本文分为以下6章：第一章：移相全桥电路、改进后的LC并联谐振电路、改进后的LC串联谐振电路和LCC串并联谐振变换器，文中给出了各个变换器的拓扑图和简介。 第二章：LLC电路的介绍和LLC主电路的工作原理。详细地介绍了LLC的优点及其稳态工作区，建立模型并且叙述了工作过程。 第三章：LLC变换器闭环的设计以及控制电路元器件（UC3861）的介绍。第四章：仿真参数的设计和saber仿真结果的讨论。本文采用saber仿真软件进行仿真验证，并且在论文最后给出了仿真得到的波形。第五章：总结了本文已经完成的工作，并提出不足之处，确定了今后继续研究的方向。 第2章 全桥LLC串联谐振DC/DC变换器2.1 引言2.1.1 拓扑图在前面的叙述中，各种电路都有一定的缺点，下面介绍全桥LLC串联谐振变换器。通过前面几种电路的讲解，然后发现串联谐振LLC不仅电路图很简单，而且功能非常强大。如图2.1，4个开关管组成了全桥整流电路。4个电容C1、C2、C3、C4分别是各个MOS管的寄生电容10。图2.1 LLC串联谐振变换器的电路图开关管的控制方式是Q1、Q3用一个驱动，Q2、Q4用一个驱动，并且占空比均为50%。2.1.2 全桥LLC谐振变换器的优缺点优点：（1）开关管能较好的实现ZVS，副边二极管也能较好的实现ZCS。 （2）开关管处在高频工作状态，体积较小。 （3）有较大的输入电压范围和负载范围11。 （4）MOSFET和二极管上没有较大的电压。 （5）变压器的漏感和励磁电感能够有效的被运用。缺点：因为是变频控制，变压器的铁心就容易饱和。2.2 全桥LLC串联谐振变换器的原理2.2.1 全桥LLC串联谐振变换器的等效电路本文定义由Lr、Cr组成的LC电路的谐振频率为：（2-1）Lr、Lm、Cr组成的LLC电路谐振频率为：（2-2）（1） 输出整流部分的等效电路：为了方便计算，假设滤波电容Cf够大，则输出电压没有纹波13；又假设变压器是没有损耗的并且原边励磁电流是一个规则的正弦电流，这样副边二极管交替导通并且是零电流关断。图2.2 副边整流部分(2-3)设开关的角频率为，由于原边的输入电压Vin输入电流有相同的相位，所以 变压器原边输入电压的幅值为nV0，周期为并且是方波信号。当大于零时，DR1导通，当ip小于零时，DR2导通。把Vp展开，得：(2-4)同理可得基波分量为14：(2-5)由公式（2-3）、（2-5）可得等效电阻为15：（2-6）输出电流Io为：（2-7）（2-8）电路中实际负载为： 所以由（2-6）、（2-8）可得等效电阻为16：（2-9） （2） 变换器等效电路图图2.3 变换器交流等效电路图由图可知，假设输入有效值Ein，输出有效值是E0，可得17：（2-10）（2-11）所以输入阻抗为：（2-12）传递函数H为：（2-13）定义特征阻抗为：（2-14）品质因数为：（2-15）谐振频率为：（2-16）电感归一化量为：（2-17）联立（2-13）、（2-14）、（2-15）、（2-16）、（2-17）得：（2-18）即：（2-19）又因为：（2-20）所以：（2-21）得到Vo与开关频率f、输入电压Vin之间的关系为：（2-22）所以输出增益为：（2-23）其中。图2.4 LLC串联谐振变换器的增益图 通过上图可以知道该变换器有较大的范围的增益。为了变换器工作能够更加的稳定，品质因数Q大小需要适中，这样才不会造成增益在小范围内的突变。 综上所述：全桥串联谐振LLC变换器不仅具有LC串联、LC并联、LCC串联变换器的优点，并且能有效克服大部分缺点，所以本文重点研究全桥LLC串联谐振变换器。2.2.2 全桥LLC串联谐振变换器的工作区域（1） 电路实现MOSFET的ZVS和二极管ZCS的条件全桥LLC串联谐振变换器的工作状态（如ZVS、ZCS等），受到谐振电路输入电压Vin和输入电流ip的相位的约束，因为输入阻抗的性质来确定输入电压Vin和输入电流ip的相位关系，所以可以通过输入阻抗的性质来确定变换器的工作状态18。下面的图为输入阻抗的性质和开关管的工作状况：图2.5 谐振网络阻抗性质不同时，开关管工作状态由图2.5可知，当输入阻抗为感性的时候，输入电压Vin的相位在输入电流ip之前，在还没有开关管驱动信号时，MOSFET的寄生二极管早已经导通，将寄生二极管两端的电压钳位在零，变换器实现ZVS开通。但是驱动的脉冲一消失，开关里面的电流不为零，所以是硬开关关断。当输入阻抗为容性的时候，输入电压Vin的相位在输入电流ir之后，当驱动信号还没有来的时候，MOSFET管的寄身二极管还没有连通，开通电压不为零，所以是硬开通；当驱动的脉冲消失后，电流下降到零，所以是ZCS关断。综上所述：当负载确定后，输入电压和输入电流就确定了，输入阻抗性质就确定了，无法同时实现ZVS和ZCS。（2） 工作区域由公式（2-12）可以得出虚部表达式为：（2-24）其中，是它的谐振角频率，图2.6是由不同的品质因数Q而得到的阻抗虚部XZin(js)与s/r的函数图。图2.6 输入阻抗的虚部 XZin(js)与 s/r 图2.7 电压增益与 s/r的关系 根据图2.6、2.7，LLC变换器的工作区域能够分出为三个。当开关管工作在区域1(即)和区域2（即）时，开关管可以实现零电压开通；当开关管工作在区域3（即）时，开关管开通是硬开通，可以实现零电流关断，所以应该避免开关管进入工作区域319。2.3 全桥LLC串联谐振变换器的工作过程2.3.1 开关管工作在区域1（）开关管工作在区域1时，能量的消耗低，它能够较好的工作。图2.8 工作波形（1）阶段1（t0t1）：Q1、Q3开通如图2.8所示，如果把这一阶段看成是上一个周期的结尾，则开关管的寄生二极管已经处于开通状态（后文会交代一个周期的最后一个阶段），开关管是零电压开通。整流二极管DR1导通。图2.9 阶段1的等效电路图由上面的分析可得（具体分析太驳杂不再叙述）谐振电流、励磁电流和二极管电流：（2-25）其中：是它的输出电流； Vo是电路输出电压； T是工作周期； n是变压器变比。由此可以得出：（2-26）谐振电流为：（2-27）谐振电流与沥磁电流之间的夹角、谐振电容Cr和谐振电感Lr间的夹角分别为：（2-29）（2-28）（2） 阶段2（t1t2）：副边的二级管DR1关断，Lr、Lm和Cr谐振图2.10 阶段2的等效电路图在此过程中，因为LLC全部参与谐振，并且Lm远远大于Lr，可以近似认为谐振电流不变，则电路继续给Cr充电。在这时：（2-30）（3） 阶段3（t2t3）：Q1、Q3关断在这个阶段，C1、C3充电，C2、C4放电，开关管Q2、Q4两端电压下降到零，为下一阶段Q2、Q4零电压开通做准备。图2.11 阶段3的等效电路图（4） 阶段4（t3t4）：DR2导通图2.12 阶段4的等效电路图在这一过程中的Lr、Cr谐振，所以励磁电压为零。这是一个过渡阶段，下半周期工作状况与阶段1、2、3、4完全一致，这里就不一一叙述了，以免冗长。综上所述：工作在这个频率范围内（）的时候，输出电压Vo可以用下面的式子来表达：（2-31） 其中：为输入电压； Tr为Lr、Cr谐振时谐振周期； T为工作周期； N为变比； 为最大励磁电流 由式（2-31），当输入电压增大时，为了维持输出电压不变，需要增大开关工作频率，当频率升高到时20。2.3.2 开关管工作在区域2（）在这个区域，一共有6个工作阶段，下面给出了工作波形图：图2.13 工作波形图（1） 阶段1（t0t1）：开关管Q1、Q3导通，副边DR1导通图2.14 阶段1的等效电路图在这个阶段Lr、Cr谐振，因为Lm的电压被箝位在nVo，不参与谐振。同时线性上升，而正弦上升，为两者之差。（2）阶段2（t1t2）：Q1、Q3关断，副边DR1仍旧导通 在这个阶段，谐桭电流给Q2、Q4的寄生电容充电，同时给Q1、Q3的寄生电容放电。当C1、C4放电完成后，寄生二极管D2、D4就导通了，这就为Q2、Q4零电压导通做好了准备。图2.15 阶段2的等效电路图在此过程中，谐振电流正弦减小，励磁电流线性增大，作为两者之差的DR1上的电流则迅速减小直到关断。（3） 阶段3（t2t3）：开关管Q2、Q4导通，DR2导通 图2.16 阶段20的等效电路图 在阶段2中已经为Q2、Q4零电压导通做好了准备，所以这两个开关实现了ZVS。当谐振电流时，副边整流二级管DR1电流为零导致关断，DR2导通。 下半周期的工作状况与阶段1、2、3完全对称，这里就不再叙述了，以免冗长。 综上所述：开关管工作在这个频率范围内谐振电流与励磁电流只有一个交汇的点，所以二极管反向恢复是一个大问题。2.4 频率特性根据前面得出的（3-15）和（3-17）的计算式，可以来分析全桥LLC串联谐振变换器的频率特性。联立电压的增益公式，可以得出以下2个曲线图：图2.17 Q确定K不同时的增益从这一图中可以看出，当品质因数Q确定不变的时候，K（电感归一化量）越大，电压的增益曲线在过了最高点之后就会变得越来越平缓，在这之前，则会更加的陡峭。同时，越大的K值也会造成更快的达到最高点，并且最大值较之比起来要小一些。虽然有这么多的不同，但是相同的是它们最后几乎都会趋近于1，就是电压不变这个点。根据这幅图从另一方面讲，当K越小的时候，也就意味着Lm更小，所以流经电感的电流峰值就更大了，这就造成了更大的损耗，所以应该选大一点的K值。如果K值太大的话，可供选择的频率范围也就更大了，电路中的电磁性元件的耗损也就更大了，所以K也不能太大。需要减小电压增益的时候（负载较小与短路时），就增大开关频率；需要加大电压的时候（负载较大或者空载时），就减小开关频率。图2.18 K值确定Q不同时增益从这一副图中可以看到：当K值确定后，Q值对电压增益的影响很小，几乎就集中在最大点的附近，并且变化非常的快。Q值越小，电压增益也就越大，而且变化非常明显，也可以在更小的工作频率下达到最高点，但是变化的速率也更快。但是如果Q值太小，频率的范围就更大，造成在感性元件上花费更多的能量，说以Q值要大一点。如果Q值大一些，也有一些比较好的方面，那就是它可以具有更大的输入电压范围。综合以上两个图的详细研究以及和式子（2-22）作对比，可以知道：如果开关管工作在谐振频率的时候，无论Q值如何变化，电压增益始终不会变，所以对之没有影响。这样对于参数n的设计就有了较好的方法：只要电路工作在谐振频率时，电压增益满足在1/n，这时的n值就是一个很好的值。2.5 空载特性根据前面直流增益以及得出的公式的分析可知，当开关管工作的频率远远大于fr的时候，谐振电容Cr的用处就不是很大。图2.19 等效电路图当电路处于空载的时候，这就相当于是电阻无穷大，这样Q值就趋近于零，这样的话通过（2-23）可以把电压增益简化为：（2-33）所以，为了使输出电压不致于变化太大，就要增大f。如果f变得无穷大，直流增益就会接近于一个常数，输出将变得不可调，这时输出电压为：（2-34）然后再给出直流Gain和开关管工作频率的图像：图2.20 空载时直流增益图通过上图可以看到：虽然是工作在空载状态，但是增益也和一般状态下差不多。当开关管工作频率在无限大的时候，Gain趋近于不变，导致输出不是很理想。而且由于副边电流无穷小，变压器原边的电流也不是很大，这样虽然可以实现ZCS（零电流关断），但是不利于电容的放电，寄生二级管的导通就有较大的困难，开关管难于ZVS（零电压开通）。对于这种情况，可以增大开关管驱动的死区时间来改善它。2.5 短路特性短路时变换器可以看成是一个零负载，这样Q值就无穷大，输出电流为：（2-42）（2-43）所以： 图2.21 短路频率特性由图看出：随着开关管工作频率的提高，输出电流先快速增大，达到最大点后又快速减小直至到零。所以在短路的情况下，可以加大开关管的工作频率直到电流达到安全值为止。2.6 本章总结 这章讲解了全桥LLC串联谐振电路的主电路图、工作原理、等效电路分析、以及K、Q值的选取标准和空载、短路时的要求等。第三章 闭环控制电路的设计 本文设计所用的MOSFET的工作频率在80kHz400kHZ不等，适用于它的闭环电路可以用MC33067和MIC4422的配合、UC3861、l6599等。这几种方法结果几乎相同。本文使用saber仿真软件进行仿真实验，而在saber中UC3861可以较好的使用，所以本文使用UC3861。3.1 UC3861的简单介绍根据UC3861的datasheet可知，UC3861的内部原理图如下图所示：图3.1 UC3861的芯片示意图UC3861要求驱动电压Vcc为1520V之间,反馈输入电压在-0.4V到7V之间，输出电流为直流5/10A到1.5A之间，额定功率为1W左右，工作温度要求在140到300之间。对“ground”管脚的要求是误差必须不能高于0.2V，如果输出有错误的话，它的电流会有2mA的波动。误差放大器E/A用来反馈给主工作区域，而且驱动电压控制桭荡器VCO。VCO启动控制信号的发生，然后输出的脉冲的宽度再由过零检测比较器ZDC进行调整，让脉冲变成可以驱动MOSFET。最后驱动MOSFET，并且主要可以控制开关的工作频率，调节电路的电压增益。欠压封锁电路（UVLO）对于电路的掌控也是比较严格的。当输入电压小于10.5V的时候，输出驱动脉冲信号就会变成一个固定的信号值而没有如方波一样的变化，这样主电路就会停止工作，反之当Vcc两端的电压大于16.5V的时候，就会输出MOSFET驱动信号使变换器开始工作。Fault是故障检测接头用于检测电路是否是处于故障，一般接地。3.2 UC3861的工作原理以下是UC3861的外部连接图：图3.2 UC3861的内部图和外部连接图3.3 UC3861的工作波形 UC3861输出的开关管驱动信号主要是由输出电压在Range上和内部5V上电流的和决定。具体工作方式如下：在Rmin和Range上的电流给Cvco充电使它两端的电压升高到3V左右，这样内部的滞后比较器输出电压是高电平，三极管就变成了导通状态，使Cvco放电到2V左右，由于这个过程比较迅速，所以可以看成电压是瞬间到达的；当它两端电压下降到2V后，三极管又截止了，可以对Cvco充电，因为这个过程比较迅速，所以可以看成电压是瞬间到达的。这样，Cvco的输出电压就成了一个2V3V的方波，经过误差放大器的作用就可以作为主电路MOSFET的驱动脉冲。由上文可以知道UC3861的特点有：（1） 可以很好的让MOSFET实现ZVS；（2） 输出信号会在“ni”管脚输入为零时停止；（3） 内部有5V的基准电压；（4） 由“VCO”管脚控制的工作频率范围为10kHZ1000kHZ；（5） 重新启动的时候延时时间可以随意调整；（6） 驱动电流较小耗损较小（一般是150微安左右）；（7） 输出电流最高可达1A。3.3 闭环电路的设计根据上面2节对UC3861的介绍，本文设计了这样的闭环电路：图3.4 闭环电路的设计图如果要直观的表现本文的拓扑图的设计，截取了在saber里的图。从图中可以看出“sgnd”和“pgnd”两个无关相与“zero”管脚接地，“ni”管脚是输入的反馈信号并且需要一个较大的电阻来稳流使之不是太大，“Vcc”管脚接一个直流电压源并且电压源需要和一个较大电容并联来滤波，“range”“rmin”“Cvco”三个管脚分别接上用来控制最大最小输出频率的元器件然后接地，range、rmin、cvco联合用来控制输出的最大和最小频率。“rc”管脚上接的Rpw和Cpw是用来控制死去时间的，为。“a_out”的输出脉冲信号用来控制Q1和Q3，“b_out”的输出脉冲信号用来控制Q2和Q4。而R1、R2、C2构成比例积分环节。然后比例系数由R1和R2确定积分系数由R1和C2确定。C1是整个电路的一个滤波电容，选择一个较大的。3.4 本章总结本章主要介绍了UC3861的原理和变换器的闭环设计。因为主电路的输出太大，所以要将主电路的输出信号变小。再经过UC3861内部的放大器和外部连接的电阻进行放大来驱动芯片。最后由“a_out”和“b_out”管脚进行驱动脉冲的输出。第4章 参数设计及仿真结果4.1 参数设计4.1.1 性能指标要求输入电压：200400V输出电压：60V额定输出电流：10A额定功率：600W谐振频率200kHz最低开关频率80kHz4.1.2 主电路参数设计（1） 变压器变比n和变压器的设计在第三章的原理介绍中，当K值不变的时候不管Q为何值它的直流增益曲线都会经过1/n这一点（谐振频率点）。所以这里变压器变比n的值就用最高输入电压和最低输入电压的比，即20：（4-1）实际仿真过程中发现，由于谐振网络分析模型仅考虑基波分量，电压传输比较实际值偏小。为了使变换器工作在谐振频率附近，需要适当减小变压器匝比，以弥补模型的不足。另外，考虑实际电路的损耗和器件压降，这样的弥补设计也是有必要的。故最终选定n=6。本设计中的额定输出功率为，假设变压器的工作效率为 90%，则可得出其输入功率应为540W。由于很多因素的影响，比如磁芯材料的特性、变压器的形状(主要是表面积相对体积的比例)、表面的热辐射、允许的温升、工作的环境等，没有办法将传输功率与变压器的大小简单联系起来。磁感应强度B是变压器在给定设计条件下进行设计时必须给出的设计参数。当电路形式、工作频率、磁芯尺寸和导线电流密度一定时，变压器功率P与B成正比。B的提高受到电性能要求的制约：B值过高，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作和输出纹波增加；B值过小，铁心利用率低。开关电源变压器在设计选择B时，主要考虑的是温升。B的选择必须考虑两个问题：当输入电压达设计最高值时磁芯不饱和；变压器总损耗产生的温升满足设计要求。设计时初选B可根据功率,工作频率，平均温升，通过查表可知：（4-2）式中：B工作磁感应强度(T) KB磁感应强度系数 Bm磁性材料最大工作磁感应强度(T)磁性材料选用Mn-Zn铁氧体。该材料的Bm为0.5T。选用的磁芯中心磁柱截面积为31.622平方毫米。由于变压器设计最小工作频率为80kHz，设备要求平均温升为25oC，查表可得KB=0.4，则：(4-3)副边绕组匝数的确定：若忽略死区的影响，加在变压器副边的电压近似为占空比为 50%的交流方波，该方波幅值为(整流二极管的通态压降为 1V)：Up2=60+1=61V。当副边匝数确定后，B与fs成反比，故按fsmin来确定。（4-4）这里取副边匝数为3匝，则原边为18匝。由saber仿真结果可知变压器Ip_rms_max=4.6A，Is_rms_max=28A，考虑散热等因素，查找有关手册，取导线电流密度J=4A/mm2，可以求得原副边绕组截面积分别为：Sp=1.2mm2，SS=7.0mm2。高频情况下考虑集肤效应，查找有关手册得导线参数，由此可计算的其穿透深度为0.15mm。其中取fsmax=250kHZ。所以，应当选择直径小于2=0.3mm的导线。故原边选用200股0.1mm利兹线（截面积1.57mm2），单股绕制，绕18匝；副边两路均选择宽24mm，厚0.2mm的铜皮，2层铜皮并绕，一共绕3匝。窗口填充系数为：（4-5）窗口填充系数小于0.3所以导线符合标准。（2） 谐振电容Cr谐振电容不但能够起到谐振的用处而且能阻断直流电流并且能够储存能量。本文选取Cr的值是按照加在它两端的最大电压和最大电流，最大电压为当变换器处于空载时近似为nVo，最大电流为短路电流近似为Io/n，所以：（4-2）这样就可以得出Cr两边最大电压的表达式为：（4-3）要取Cr的值，需要让它两端的最大电压别太大，这里取Cr=40nF，则Vcrm为：（4-4）电压裕量取1.5，则Vcrm=1.5*530.2=795.3V。实际取2个20nF1000V的电容并联（瓷片SMD电容）。 （3）谐振电感Lr 定下来Cr后，Lr值的选定就变得简单了许多。由（4-5）得（4-6）(4) 励磁电感Lm在前面第二章中的特性分析中，如果Q和n确定的时候f的变化范围和K有关，也就是说在Lr已经确定后，可以根据f来确定K的值，最后再求Lm。（4-7）im曲线图：图4.1 谐振电流和励磁电流 由曲线图可以看出，在第一和第二阶段间先线性增大然后保持不变，所以在这时候达到最大值Im。由于这时候条件是电压为nVo充电时间为Tr/2以及电流变化量为2Im，所以，可以得到：（4-8）讲（4-7）带入（4-8）可得：（4-9）当输入电压Vin最小就会有：（4-10）由此：图4.2 fmin和K的关系图（4-11）所以可以了解到：K值越大fsmin越小，这也就表示K越大开关管频率范围也就越宽。同时，K越小则Lm越小所以励磁电流Im也就越大，相对来说变压器原边损耗也就越大了。在本文中的要求是：fsmin为80kHz时K=7.4，所以： 参照本文后面saber仿真图中主开关管的最大电压为400V和有效电流，这里选择开关管 IRFP460，其耐压值为 500V，最大电流为 20A。4.1.3 输出整流滤波电路对于副边的整流的连接，需要全面的思考输出电压电流成本和损耗几个因素。本文额定电流为10A，电压为60V，为了减小二极管上的管压降一般用零式全波整流电路。如果是要降低两端的电压和减小元器件损耗则需要采用全波整流电路。所以这里选用零式全波整流电路，电路拓扑图如下：图4.3 零式全波整流拓扑这种整流电路适用于主电路是双向磁化的电路如：半桥、全桥、推挽等。并且这种电路的设计非常容易，本文电压较大所以可以利用这种电路。因为在本文中Cf与负载是并联，要求输出电压纹波需要小于输出电压的0.5%，也就是要小于。Cf的原理是：当变压器暂时停止工作后，为了驱动负载它将放电；而当变压器工作并且输出电流大于负载电流的时候就需要给Cf充电。即便如此，它的充电和放电的时间也难以计算。同时，因为开关管周期小一些，就能够假设时间t为周期T。这样：（4-12）（4-13）所以，可得： 它的电容电压应力为Vf_max=Vo=60V。电流应力为ICf_max=27.3A，由此，输出滤波电容选择红宝石公司的IXY型号，5只并联，单只主要参数如下：Vmax=63V，C=1250/3uF，Irms=2.73A。 副边整流二极管的电压应力为VD_max=2Vo=120V，电流应力为ID_max=18.4A。由此，副边整流二极管选择IXYS公司的DSA90C200HB，主要参数如下：VRRM=200V，ID=90A。4.1.4 fmax、fmin、死区时间设计图4.4 UC3861的数学特性 从前文中UC3861的介绍和上图以及datasheet可以知道21：fmin由Rmin、Cvco共同控制（4-14）当UC3861工作在内部输出最高电压5V减掉其中一只二极管的压降时，输出脉冲频率fmax为：（4-15）本文中fmin=80kHz，设计fmax=400kHz，经过计算，本文中取Range=3.4千欧，Rmin=3.9千欧，Cvco=0.15F。定时管脚“RC”上连接的电容和电阻控制输出的死区时间，并且：Tpw=0.3RpwCpw。而Tpw=0.3T，通过计算，取Rpw=5千欧，Cpw=100pF。其它无关项：R1=1千欧，R2=1千欧，C1=100nF，C2=1F。驱动Vcc=18V。4.2 saber仿真结果 为了较好的介绍仿真波形图，本文将它们分为三个部分，即负载为满载、半载和轻载的时候。其中每个部分又分为输入电压为200V、300V、400V。4.2.1 满载（1） 输入电压为400V，即开关管工作在图4.5 输入电压为400V时的驱动信号图4.6 输入电压为400V时的开关管管压降和驱动信号从图4.5、4.6可以看出驱动开关管的两个脉冲信号之间有一定的死区时间，这里是150ns。并且当管压降降到零之后驱动信号才到来，实现了开关管的ZVS。这与理论分析一致。图4.7 输入电压为400V时的励磁电流和谐振电流图4.8 输入电压为400V时的副边整流二极管电流图4.9 输入电压为400V时输出电压从图4.7、4.8可以看出谐振电流和励磁电流之间没有重复的一段，并且副边二极管不能实现ZCS，当其中一个二极管的电流在6A左右的时候电流被强制到零，另一个二极管的电流就已经到来，副边二极管不能实现ZCS。从图4.9中可以看出输出电压有一定的纹波，并且没有超过输出电压的0.5%，达到指标。和理论分析一致。（2） 输入电压为300V的时候，即变换器工作在图4.10 输入电压为300V时的开关管管压降和驱动信号这里就不单独列出驱动脉冲信号的波形图了，以免累赘。从图4.10中可以看出当管压降降到零之后驱动信号才到来，实现了开关管的ZVS。这与理论分析一致。图4.11 输入电压为300V时的谐振电流和励磁电流图4.12 输入电压为300V时副边整流二极管的电流从图4.11、4.12可以看出当输入电压为300V的时候副边整流二极管断续，所以可以实现ZCS。图4.13 输入电压为300V时的输出电压从图4.13中可以看出输出电压的纹波维持在0.5%输出电压以下，达到了设计指标。（3）输入电压为200V，即开关管工作在图4.14 输入电压为200V时开关管管压降和驱动信号从图4.14可以看出当管压降降到零之后驱动信号才到来，实现了开关管的ZV