《flyback报告》word版.doc

专业： 电子信息工程 姓名： 陈发毅 学号： 3100103074 日期： 2013.7.20 地点： 教二-125 实验报告课程名称： 开关电源设计_ 指导老师： 谌平平，张军明 成绩：_实验名称： 反激电源 实验类型： 同组学生姓名： 常垚 一、Flyback设计要求 输入：单相AC85V230V rms； 输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离 稳压精度：1% 输出电压纹波：2% ； 负载调整率：1% (反馈输出） 输入调整率：1% 控制器：UC3845 开关频率：自行设定。本电路采用100kHz的开关频率 满载情况下，CCM或DCM均可以。本电路采用DCM模式二、反激变换器工作原理反激变化器有两种工作模式，分别为电流连续工作模式（CCM）和电流断续工作模式（DCM）。在电流连续工作模式中，电路的工作状态可以分为2种情况。1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压，因此根据变压器原副边感应电压的关系得到变压器副边感应电压为注：假设原副边感应电压的方向如图1所示。根据基尔霍夫定律，开关管两端的电压为因此二极管截止。开关管导通时的等效电路如图2所示。2）开关管关断时，变压器原边电流无法突变。原边有一个方向与参考电压反向的感应电压存在。根据安匝平衡原理，二极管导通。此次二极管两端的电压为其导通电压，约为0.7V。因此副边电压为：原边电压为：此时的电路等效模型如图3所示。若开关管工作于电流断续状态（DCM），则除了以上两种状态外，还有第三种状态。该状态下，变压器原边电感电流变为零后，原边电压变为零，则此时副边电压也为零。电路只有电容给负载供电。等效模型如图4所示。 图1 图2 图3 图4三、电路参数设计（一）输入、输出参数1）基于输出功率、预计的效率，计算最大输入功率假设预计的效率大约为80%。则2）设计输入滤波电容大小、计算最小母线电压因为AC输入电压范围为90-265V，所以根据常规的设计（宽范围：电容2u/W）,选取的电容可为47uF。为了进一步减小输入纹波，可以选取100uF的电容。最小母线电压的计算：因此母线电压变化范围为：105.1V322V。输入滤波电容的耐压值为250V。（二）确定开关频率fs，最大占空比Dmax=0.45，设计变压器匝比。设定开关频率fs=100KHz。根据输入功率，并假定最低电压最大占空比，刚好临界连续，然后确定电感峰值电流。在最小输入、最大输出下设定匝比N：对于输出12V/1A的变压器副边：对于输出5V/1A的变压器副边：（三）开关器件选择1）原边开关MOSFET：最大输入 N：匝比60V：考虑器件的电压过冲（吸收电路的嵌位电压）k:降额使用的系数，通常为0.9因此可以选用耐压为700V的MOSFET作为该电路的开关管。2）副边二极管的选择对于输出12V/1A的变压器副边：最大电流/平均电流：对于输出5V/1A的变压器副边：（四）计算原边电感量对于DCM模式：因此得到（五）设计变压器1）选择磁芯（AP法）其中，选取Bmax=0.22T,反激变压器K1=0.0085，选择ETD24磁芯，参数如下有效磁芯截面积Ae=0.56cm2，有效体积Ve=3.48cm3平均磁路长度le=6.19cm，窗口面积Aw/Aw=1.02/0.86cm2，宽度bw/bw=2.07/1.72cm高度hw/hw=0.50/0.38cm，AP=0.57此电路没有特殊要求，因此选择最常用的铁氧体。2）计算电感匝数和气隙电感公式： 有气隙时：取Ns1=3，则Ns2=7,Np=50气隙：3）计算导线尺寸变压器原边线圈为1股，辅助绕组为1股，两个副边为3股。变压器绕法：为了减少原边漏感，原边50匝分成2层绕。先绕25匝原边电感；贴3层绝缘胶布；绕7匝3股副边电感；绕1层绝缘胶布；绕3匝3股副边电感；贴3层绝缘胶布；绕原边辅助电感7匝；贴一层绝缘胶布；绕25匝原边电感。（六）RCD吸收电路设计1）确定箝位电压2）基于变压器漏感，估算吸收电路假设变压器漏感为10uH由公式得到为了能更好的起到减小MOSFET开关管D,S两端电压过冲，本电路选用51K的电阻。3）确定箝位电容Cs4）选择箝位二极管箝位二极管的电流很小，其耐压取决于嵌位电容电压和输入电压的最大值（之和）。嵌位二极管需要是快恢复二极管。（七）输出电容的选择根据电流/电压应力，纹波要求，选择电解电容。对于输出为12V/1A的变压器副边：对于输出为5V/1A的变压器副边：（八）输出反馈电路设计已知Vo=5V，Vref=2.5V。得到，则电阻的阻值可选10K。（九）启动电路设计已知Ud=108A。因为启动电流为1mA，则启动时间3s。估算可得 Ca=10nF（十）PWM芯片的外围电路设计当开关频率为100kHZ时，选用时，（十一）电流采样电阻因为变压器原边的峰值电流为0.9A，所以可取1欧姆，1瓦的取样电阻。四、实验电路接线图见附录1。五、数据测量与计算（1）输入电压范围（两路满载时）：75V-240V均能保持稳定。（2）在轻载时，电路自启动电压约为75V。在半载时，电路自启动电压约为80V。在满载时，电路自启动电压为110V。（3）满载输出功率（输入电压为220V）电压（V）电流（A）功率（W）5V侧4.780.954.5712V侧12.901.0713.87合计 -18.44（4）不同输入电压下，输出电压的值（两路输出满载）Vin80110140170200230Vo（5V侧）4.694.774.784.784.784.78Vo（12V侧）12.7412.9112.9312.9312.9412.94因此在满载情况下：5V侧的电源调整率为：1.8%12V侧的电源调整率为：1.7%不同输入电压下，输出电压的值（两路输出半载）Vin80110140170200230Vo（5V侧）4.854.854.854.854.854.85Vo（12V侧）12.9512.9612.9512.9412.9512.94因此在半载情况下：5V侧的电源调整率为：012V侧的电源调整率为：0.17%（4）不同负载下，输出电压的值(输入90V)负载阻值满载半载轻载5V满载/12V半载5V半载/12V满载5V侧4.774.844.914.774.8412V侧12.9612.9512.3113.6812.45不同负载下，输出电压的值(输入220V)负载阻值满载半载轻载5V满载/12V半载5V半载/12V满载5V侧4.784.854.914.784.8512V侧12.9313.0012.2413.7212.39在220V输入的情况下：5V侧的负载调整率为：2.6%12V侧的负载调整率为：12.3%（5）输出交叉调整率假设输入电压为150V，12V副边负载恒定为12欧姆（即满载），调整5V副边负载的阻值，观测12V副边的电压变化5V侧阻值25201512.5106.2545V测电压4.894.884.874.864.844.814.7512V侧电压11.9412.0912.2512.3112.4812.7713.15此时， 5V侧的负载交叉调整率为：2.8%12V侧的负载交叉调整率为：10.1%假设输入电压为150V，5V副边负载恒定为5欧姆（即满载），调整12V副边负载的阻值，观测5V副边的电压变化12V侧阻值6040302420151012V测电压14.8814.2513.9113.6313.4113.0812.685V侧电压4.784.784.774.784.784.774.78此时， 5V侧的负载交叉调整率为：0.2%12V侧的负载交叉调整率为：18.3%六、实验所得波形（1）开关管的PWM控制电压（在输入220V交流电的条件下）轻载半载满载（2）开关管d，s两端电压波形（在额定负载，即5欧姆/12欧姆的条件下）输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压（3）电流Id波形（在额定负载，即5欧姆/12欧姆的条件下）输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压（4）控制电路各端口波形（在额定负载，即满载的条件下）1）COMP端输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压2）RT/CT端波形输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压3）CS端波形在满载时：输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压半载时：输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压（5）输出整流二极管电压(在满载的条件下)1）12V侧输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压2）5V侧输入85V交流电压输入160V交流电压输入230V交流电压（6）RCD的电容C两端电压，输出半载和满载两种情况下半载满载（7）调整率：输入220v额定电压，5V/12V测在轻载、半载、满载三种情况下输出电压测量1）12V输出侧轻载时输出电压波形输出电压纹波半载时输出电压波形输出电压纹波满载时输出电压波形输出电压纹波2）5V输出侧轻载时输出电压波形输出电压纹波半载时输出电压波形输出电压纹波满载输出电压波形输出电压纹波（8）自启动电压VCC由图可知，UC3845芯片自动电压VCC约为12V。（8）TL431的K端（满载）输入为85V交流电压输入为230V交流电压七、实验结果分析（1）观察MOSFET开关管源漏极两端的电压可知，电路工作在DCM模式。MOSFET开关管和二极管关断时均存在振荡，这是由于原边激磁电感，漏感，寄生电容等元件构成了振荡回路所导致的。此结果与仿真波形基本一致。 此外，由于RCD吸收电路的作用，开关管关断时漏源极电压的尖峰脉冲被很好的吸收，使得开关管的电压应力不至于太大。（2）观察芯片所产生的PWM控制信号可知，随着输出所带的负载阻值增大，PWM控制信号的占空比会变小，而且当输入电压变大时，占空比也会变小。与仿真结果相吻合。（3）观察5V/12V输出侧的输出特性，可以发现，由于5V输出侧采用闭环控制，是反激电源的主控电路，因此其电压调整率和负载交叉调整率较好。由于12V侧是开环控制，不是主控电路，其输出特性没有5V电路的输出特性一样可以保持较高的稳定性，当输出负载或输入电压发生变化时，其电压波动较大。然而，值得注意的是，两路的负载调整率相对来说均较差，这可能是由于布线的不合理及元器件的寄生参数的影响所致。八、讨论与心得1、实验中碰到的问题1）在检查PWM输出波形时，由于芯片振荡电路的电阻和电容选择不恰当，导致PWM输出方波的频率约为72kHZ。因此通过在39k的电阻上并联一个100K的电阻，从而得到输出波形的频率约为100kHZ。2)反馈电路有问题。调试时，发现有2个点之间未连接。3)上电时，当交流电压逐渐提高到20V左右时，听到一声噼啪的响声。原因：MOSFET的螺丝未加绝缘材料，可能出现了短路。4）在加自启动电路之前，当输出端为满载时，发现辅助绕组的两端电压约为37V。原因是在自启动电路100uF/50V的电容两端未加适当阻值的电阻。通过在其两端并联一个1k的电阻后，测得其两端的电压越为17V。5）主电路上电时，变压器副边12V输出侧的输出只有约为10.5V，精度较差。经过分析，可能是副边的匝数少了一匝所致。因此重新制作了一个变压器，变压器的匝数比为50:8:8：3。最后得到约为12V的电压输出和5V的电压输出。6）开关管的DS端电压过冲较大，说明RCD吸收电路不理想，吸收电路的电阻R取得太小。因此选择更大阻值如107K的电阻。但又出现了新的问题：12V侧的电压输出由12V跳变到了14V。而原先的变压器12V侧电压输出由10V跳变到了12.5V。经过分析可能是由于RCD吸收电阻使得开关管的损耗发生变化所致。因此我们不得不使用原先的那个变压器。7）启动电路的启动电压接近200V。分析的原因可能是启动电阻选了100K的电阻，导致启动电流太小。解决办法：把启动电阻改为51K，增加启动电流。8）由于在用万用表测量电压时，不小心将UC3845芯片的两个引脚短路。导致电路中有大量元器件烧坏，如MOSFET开关管，整流桥，电阻，UC3845芯片等。通过检查电路，换上新的元器件后，电路再次能正常工作。2、心得体会回顾这一周的调试过程，强度之大，碰到的问题之多，完全可以说是对我们体力和意志品质的双重考验。正因为有了这么多的问题，才使得这次的短学期让我难忘，让我学到了很多东西，从而避免在以后的工作中碰到类似的问题。当然这次的短学期也暴露了我分析问题解决问题的能力还有待进一步提高。虽然学了很多门专业课，但是还是不能很好的将所学到的知识运用到实际的分析中去。在以后的学习中，我将加强这方面的锻炼，提高自行分析并解决问题的能力。附录附录1 反激变换器整体电路图附录2 元器件清单序号品名型号/参数数量1整流桥KBP21012保险丝Fuse13电解电容10nF/1KV14电解电容100nF/630V15电解电容4.7uF/50V16电解电容22uF/50V27电解电容100uF/50V18电解电容100uF/400V19电解电容