全桥LLC.docx

2 LLC谐振全桥变换器拓扑及工作机理 全桥变换器由于具有较高功率密度而广泛应用于中、大功率场合，其主电路拓扑如图1所示。该电路主要包括初级4个功率MOSFET、谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm，次级则由整流二极管VD5和VD6以及输出滤波电容Co组成。 可见，拓扑中次级没有滤波电感，整流二极管无需缓冲吸收网络，与传统的全桥拓扑相比，其元件大为减少，且变换器的磁性元件能很容易集成到一个磁芯，主变压器的漏感和Lm也能被利用。 LLC谐振全桥变换器包括如图2所示的3个工作区域：其中区域1，2的主开关管工作在ZVS状态，而区域3的主开关管工作在ZCS状态。对于选用MOSFET作为主开关管的高频LLC变换器而言，工作在ZVS条件下其开关损耗最小，工作状态较佳，故其所需的工作区域为增益曲线的右侧(其中负斜率表示初级MOSFET工作在ZVS模式)。当LLC变换器工作在如图2所示的s=r状态下时，其增益由变压器的匝比决定，从效率和EMI的角度而言，在这个工作点状态下由于正弦初级电流、MOSFET和次级整流二极管都得到最优化利用，故为最佳工作点，但是这只能在特定的工作电压以及负载条件下得到。LLC谐振全桥变换器存在两个谐振频率，一个为Lr与Cr的谐振频率： 由于该电路采用PFM控制模式，所以变换器工作频率fs既可以工作在fsfr的频率范围内，也可以工作在fmfsfr的频率范围内。下面就其工作在fmfsfr频段内(该频段内工作状态较佳)一个开关周期的6个模态进行简要分析，此时谐振变换器各个关键点的工作波形如图3所示。 模态1(t0t1) 在t0时刻，VT1和VT4开通，谐振电流ir流经VT1和VT4。变压器次级电压上正下负，VD5开通，为负载提供能量，Lm被箝位不参加谐振过程，励磁电流iLm线性上升。 模态2(t1t2) 在t1时刻，iLm=ir。VD5，VD6的电流为零，次级输出电压对Lm不再箝位，Lm开始参与谐振，Cr被恒流线性充电升高电压。 模态3(t2t3) 在t2时刻，VT1和VT4关断。VD2和VD3导通续流，从而为VT2和VT3的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换，VD6开始导通，由于此前VD5电流归零，故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位，退出谐振过程。 模态4(t3t4) 在t3时刻，VT2和VT3开通，VD6继续导通向负载提供能量。Lm仍被输出电压箝位不参加谐振，故iLm线性下降。 模态5(t4t5) 在t4时刻，iLm又重新等于ir，VD5，VD6的电流为零，次级输出电压对Lm不再箝位，Lm开始参与谐振，Cr被反向恒流充电，其电压线性升高。 模态6(t5t6) 在t5时刻，VT2和VT3关断，VD1和VD4导通续流，从而为VT1和VT4的ZVS开通创造了条件。变压器初级电压极性切换，VD5开始导通，由于此前VD6电流归零故没有反向恢复。Lm重新被次级输出电压箝位，退出谐振过程。 以上就是LLC变换器工作在fmfsfr频段内一个开关周期的6个工作过程。3 LLC谐振全桥变换器设计 LLC谐振全桥变换器的设计难点在于谐振网络参数的选取和优化，合理设计参数能够保证变换器工作在所期待的区域，从而确保在最佳工作状态。在此设计的LLC谐振全桥变换器输入直流电压Uin=390 V，输出电压Uo=48 V，满载功率Po=2 kW。31 主电路关键参数设计 选取fr=100 kHz，主电路关键参数设计过程为： 1、计算变压器变比N=Uin(Uo+Ud)，Ud为输出整流二极管导通压降，选用IXYS 60CPQ150快速恢复二极管，其典型值为12 V，计算得N=792。 2、计算最高、最低输入电压时增益Gmin，Gmax： Gmin=2n(Uo+Ud)Uinmax，Gmax=2n(Uo+Ud)Uinmin (3) Uinmin，Uinmax分别为输入直流电压的最小值和最大值，分别为320 V和420 V。计算得到Gmin=0927，Gmax=122。 3、计算负载电阻RL和反射电阻RAC： 计算得到RL=115 ，RAC=585 。 4、计算品质因数Q，Cr，Lr，Lm为： 式中：k值为Lm和Lr的比值。 对于LLC谐振变换器而言，满载时Q和k的恰当选择是设计的关键，将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率，k值一般在256之间，设计中k取4。计算得到Q=0463，Cr=58 nF，Lr=43H，Lm=172 H。 至此，变换器主电路关键参数设计完毕。为保证输出功率留有一定的裕量，主变压器选用PC40材质的EE65磁芯，初级功率管则选用STSTW 43NM60ND，次级整流管为IXYS 60CPQ150快速恢复二极管，输出滤波电容为6个NICHICON电解电容1 000 F100 V并联。32 控制电路关键参数设计 控制电路采用高性能谐振控制器MC33067为控制核心，该芯片采用固定死区时间的PFM互补调制技术，输出两路开关频率可达1 MHz、峰值电流可达200 mA的驱动脉冲，只需通过隔离变压器就可以直接驱动MOSFET。芯片内部则主要由基准电压、压腔振荡器、误差放大器、软启动电路、欠压锁定、保护以及输出电路构成。基于MC33067所设计的PFM控制电路关键参数设计如下： (1)最低、最大开关频率fmin，fmax的确定： 由于负载过重使得fs过低，导致变换器进入图2所示主开关管ZCS区域，因此要对MC33067的fmin进行限制，fmin=fr1+k(1-1Gmax2)-12，可以得到fmin=67 kHz。同时，为减小电源启动瞬间对Co的冲击，一般采用空载高频开机方式，开机频率为谐振频率的23倍，该设计中设定fmax=200 kHz。 (2)定时电阻Rosc与定时电容Cosc的确定： Rosc与Cosc组合的时间常数确定内部压腔振荡器的最小振荡频率，其值为2fmin：Rosc=(Tmax-70ns)(0348Cosc)，得到Rosc=10k，Cosc=24 nF。 (3)调频电阻RVFO的确定： 芯片能够进行频率调制，实际是通过改变流过RVFO电流的大小而改变流经Rosc放电电流IRosc： 式中：Imax为fmax时Cosc总放电电流，其值为1 mA；UEAsat为误差放大器低电位时的饱和输出电压，其值为01V。 由式(6)中第2个公式得到RVFO=27 k。 (4)定时电阻RT和定时电容CT的确定： 两路驱动脉冲的死区时间由RT和CT确定，根据谐振频率的大小以及工作频率变化范围，初步选定死区时间Tdead=047s，依据：RT=Tdead(0348CT)，得到RT=27 k，CT=500 nF。芯片根据反馈量大小进行PFM，其实质性机理就是通过改变流经RVFO的电流从而改变IROSC，最终改变内部压腔振荡器频率。在稳态情况下，芯片的脚3电位被内部三极管箝位在25 V，当脚6，7短接组成电压跟随器形式时，外部PI调节器的运算值即反馈值从脚8输入。由于误差放大器被软启动缓冲器箝位，当反馈量的值大于15 V时，才能进入线性调节区域，故外部反馈值的范围在1525 V之间。综上所述，利用MC33067所搭建的频率调制控制原理图如图4所示。4 试验结果 基于以上设计流程搭建了一个2 kW功率等级的LLC谐振全桥变换器的主电路和控制电路，测试了大量的关键点波形。 图5a示出390 V直流输入，满载功率2 kW时初级VT3的驱动电压波形ugsVT3和VT4漏源电压波形udsVT4。可见，udsVT4在ugsVT3由低电平切换为高电平之前就已经建立起母线电压，说明VT3工作在ZVS状态。图5b示出390 V输入，满载功率2 kW时Lm两端电压波形uab和次级整流输出电流波形iud。 可见，初级电压关断时刻，次级电流刚好到零，无反向恢复，处于最佳ZCS状态。 图6为390 V输入，48 V输出时不同输出功率下输出电流在10 A，20 A，30 A，40 A，50 A时对应的整机效率曲线。可见，在给定输入电压情况下，输出全负载范围内变换器的效率都比较高。5 结论 在此详细地介绍了LLC谐振全桥变换器的基本工作机