控制系统课程设计-H型双极式PWM直流调速系统设计.doc

控制系统课程设计设计题目：H型双极式PWM直流调速系统设计 河北理工大学本科生课程设计成绩总评表 学生姓名 设计总成绩设计题目H型双极式PWM直流调速系统设计说明书评定成绩答辩成绩答 辩 时 需 要 设 计 人 回 答 的 问 题注：设计总成绩=说明书评定成绩（60%）答辩成绩（40%）设计任务书(一)性能指标要求： 稳态指标：系统无静差 动态指标：；空载起动到额定转速时。(二)给定电机及系统参数： PN = 220W , UN = 48V , IN =3.7A ,，nN = 200r/min ，Ra = 6.5 电枢回路总电阻R =8 电枢回路总电感L = 120mH 电机飞轮惯量GD2 = 1.29Nm2 (三)设计步骤及说明书要求： 1 画出系统结构图，并简要说明工作原理。 2 根据给定电机参数，设计整流变压器，并计算变压器容量及副边电压值;选 择整流二极管及开关管的参数，并确定过流、过压保护元件参数。 3分析PWM变换器，脉宽调制器（UPW）及逻辑延时（DLD）工作原理。 4 设计ACR、ASR并满足给定性能指标要求。 5 完成说明书，对构成系统的各环节分析时，应先画出本环节原理图，对照分析。 6打印说明书（A4），打印电气原理图（A4）。目录一 引言1二 系统构成和原理1三 PWM主电路设计3四 电流调节器和转速调节器的设计44.1 电流调节器ACR的设计44.2转速调节器ASR设计44.2.1电流环等效闭环传递函数74.2.2转速调节器结构的选择84.2.3时间常数的确定84.2.4转速调节器参数的选择84.2.5校验近似条件84.2.6校核转速超调量84.2.7转速调节器的实现9五 基于SG3525 为核心构成的控制电路95.1 SG3525芯片的内部结构及工作原理95.2逻辑延时环节10六 驱动电路设计11七 电流反馈和转速反馈电路设计127.1电流反馈电路设计127.2转速反馈电路设计13八 结束语13九 参考文献15十 总电路图 161引言直流电动机由于有着广泛的起制动性能，宜于在广泛范围内平滑调速，且直流拖动系统在理论上和实践上都比较成熟，因而目前应用广泛。直流电机在一定范围内无极平滑调速系统来说，以调节电枢电压的方式最好。直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要的直流调速方式。脉宽调速实质上是调压调速方式中的一种，它采用全控型电力电子器件组成的直流脉冲调制型的调速系统已发展成熟，用途越来越广，与传统的V-M系统相比，在很多方面有很大的优越性。双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：（1）电流一定连续；（2）可使电机在四象限运行；（3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；（4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；（5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。双极式控制方式的不足之处是：在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。2系统构成和原理直流双极式可逆PWM调速系统的组成见附录1。图中可逆PWM 变换器主电路系采用MOSFET 所构成的H 型结构形式，它由四个功率MOSFET管和四个续流二极管组成的双极式PWM 可逆变换器，根据脉冲占空比的不同，在直流电机上可得到+或-的直流电压。PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。TG 是与直流电动机连动的测速发电机，经过速度变换器FBS后可获得一反映转速变化的速度反馈信号，此信号接入速度调节器ASR 的反馈输入端，G为电压给定器，可提供正、负电压，电压大小可以调节。SG3525 为脉宽调制器。R1、C1、VD1、R2、C2、VD2 构成逻辑延时环节。二极管整流桥把输入的交流电变为直流电，正常情况下，交流输入为380V，经过整流后变为220V直流电，电阻R1为起动限流电阻,在VT1 和VT4的源极回路中，串接两个取样电阻，其上的电压分别反映流过VT2、VT4的电流,经过差分放大输出一反映电流大小的电压，可作为双闭环系统的电流反馈信号，接到电流调节器ACR的输入端。回路中的电阻R2 有两个作用。第一，可以用来观察波形,其上的电压波形反映了主回路的电流波形。第二，作为过流保护用。当R2的电压超过整定值后，过流保护电路动作，关闭脉冲，从而保护功率MOSFET管。3 PWM主电路设计按电路能否始终保持电流连续分为受限式和非受限式两种，而按输出电压极性是否单一又分为单极性和双极性两种类型。图1中装置系统结构图采用的是H型变换器。采用恰当的控制方式可让其工作于双极性非受限式的状态下。功率开关管VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压Ug1=Ug4；VT2和VT3同时动作，其驱动电压Ug2=Ug3=-Ug1。经分析易知，不论电流路径如何，只要VT1和VT4上加的是正向的控制信号，电机电枢两端电压UAB=Us（Us指电容两端电压），只要VT2和VT3两端加的是正向的控制信号，电机电枢两端电压UAB=-Us。设VT1 开关周期为T，一个周期内VT1上所加正向控制信号的时间是ton，则电机电枢的平均电压为：，若令。当为正值时电机正转，当为负值时电机反转。当为零时电枢两端平均电压为零，电机不转。虽然电机不动，电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都不是零，而是交变的。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗。但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、负反向时的静磨擦死区，使电机低速时有较好的动静态特性。电枢电压极性在每个周期内都是变化的，但是开关管的频率做得很高，电机运行时由于惯性其转速瞬间不会变化，再加上电枢电感对电流有滤波作用，所以电机转速可以认为是稳定的。但是这里的稳态，指的是电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，电枢电流实际上是周期变化的，只能算是准稳态。脉宽调速系统在准稳态下的机械特性是其平均转速与平均转矩（电流）的关系。图1 PWM调速主电路 4电流调节器和转速调节器的设计 设计多环控制系统的一般原则是：从内环开始，一环一环地逐步向外扩展。在这里是：先从电流环入手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。-IdLUd0Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*iUcKs Tss+1Id1Ce+Eb T0is+11 T0is+1ASR1 T0ns+1a T0ns+1U*nn双闭环调速系统的动态结构如图2所示，由于电流检测信号中常含有交流分量须加低通滤波，其滤波时间常数Toi按需要选定。滤波环节可以抑制反馈信号中的交流分量，但同时也给反馈信号带来延滞。为了平衡这一延滞作用，在给定信号通道中加入一个相同时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是：让给定信号和反馈信号经过同样的延滞，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。图2 双闭环调速系统的动态结构图图中Toi为电流反馈滤波时间常数；Ton为转速反馈滤波时间常数。由测速发电机得到的转速反馈电压含有电机的换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用Ton表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道中也配上时间常数为Ton的给定滤波环节。4.1 电流调节器ACR的设计 设置电流调节器是为了充分的利用电机允许的过载能力，在系统暂态过程中，始终保持电流为允许的最大值，使系统尽可能用最大的加速度启动，制动，缩短调节时间，保证系统具有良好的快速响应的性能。当到达稳态时，又让电流立即降低下来。本系统中的电流调节器采用PI调节器，这是因为PI调节器的比例部分可以提高系统的快速性，积分部分可以消除电流静差，是系统具有良好的动、静态品质。 电流调节器处于双闭环的内环中，此内环是一个随动系统，在转速调节过 程中，电流调节器的给定值随着转速调节器的输出值改变而改变。由于运放的饱和原因，转速调节器的输出值不能无限制的增长，所以当电机过载甚至堵转时，就可以通过调节转速调节器的输出限幅值来限制电枢电流的最大值，从而起到快速的安全保护作用。如果故障消失，系统能够自动回复正常。此外电流环对电网电压起及时抗扰作用。主要参数的确定：根据初始数据，可得出：转速反馈系数ASR限幅值，电流反馈系数电力电子变换器放大系数电枢回路电磁时间常数电力拖动系统机电时间常数电流滤波时间常数。三相桥式电路每个波头的时间是，为了基本滤平波头，应有，因此取。整流装置滞后时间常数。三相桥式电路的平均失控时间s。电流环小时间常数。按小时间常数近似处理，取。电流调节器结构的选择电流环的重要作用就是保持电枢电流在动态过程中不超过允许值，因而在突加控制作用时不希望有超调，或者超调量越小越好。在一般情况下，当控制对象的两个时间常数之比时，典型I型系统的抗扰恢复时间还是可以接受的，因此一般多按典型I型系统来设计电流环。电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应该采用PI调节器，其传递函数可以写成： （4-1）式中：为电流调节器的比例系数；为电流调节器的超前时间常数。电流调节器参数的选择电流调节器的参数包括和的选择。电流调节器超前时间常数：电流环开环增益：要求时，应取，因此故电流调节器的比例系数为：校验近似条件以上的结果是在一系列假定条件下得出的，现将所用过的假定条件归纳如下，具体设计时，必须校验这些条件。电流环截止频率晶闸管装置传递函数近似条件：，效验计算：，满足近似条件。忽略反电动势对电流环影响的近似条件：，效验计算：，满足近似条件。电流环小时间常数近似处理条件：，效验计算：，满足近似条件。电流调节器的电阻和电容计算按照电流调节器所用放大器取，各电阻和电容值计算如下，可取按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为，满足设计要求。电流闭环后，改造了控制对象，加快了电流跟随作用。这说明了多环控制系统中局部闭环（内环）的一个重要功能。4.2转速调节器ASR设计 ASR的输入信号来自给定环节的输出Ugd和测速发电机TG的输出Ufn。为例满足系统动、静态品质的要求，转速调节器采用比例积分放大器。其输出信号作为电流调节器ACR的给定电压信号。转速调节器设有正负限幅，限幅值Ugim=Idmax在反馈电压输入端和给定电压输入端均设有无源T型滤波环节，滤去高次谐波干扰信号。场效应管FET，保证系统停车时，本调节器锁零。 图4转速调节器电路结构图4.2.1电流环等效闭环传递函数在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节，为此，须求出它的等效传递函数。其闭环传递函数为： （4-2）转速环的截止频率一般较低，因此传函可降阶近似为： （4-3）4.2.2转速调节器结构的选择 为了实现转速无静差，还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节，同时从动态性能上看，调速系统首先需要有较好的抗扰性能，因此选择典型型系统。要把转速环校正成典型型系统，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为： （4-4）式中：为转速调节器的比例系数；为转速调节器的超前时间常数。4.2.3时间常数的确定电流环等效时间常数为转速滤波时间常数，根据所用测速发电机纹波情况，取转速环小时间常数，按小时间常数近似处理4.2.4转速调节器参数的选择转速调节器的参数包括和。至于中频宽h应选多大，按照典型型系统的参数选择方法，按跟随和抗扰性能都较好的原则，取，则ASR的超前时间常数为转速开环增益于是，ASR的比例系数为：4.2.5校验近似条件转速环截止频率为：电流环传递函数简化条件：，现在 ，满足简化条件。小时间常数近似处理条件：，现在 ，满足简化条件。当转速环截止频率较低时，对于转速环的频率特性来说，原系统和近似系统只在高频段有一些差别。4.2.6校核转速超调量由于突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况计算超调量。允许过载倍数，设理想空载起动时根据退饱和公式既有： （4-5）当时，查表可得；而，因此，。4.2.7转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器原理图如图4所示，图中为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压。与电流调节器相似，转速调节器参数与电阻、电容值的关系为：运按算放大器取，则，取，取，取5 基于SG3525 为核心构成的控制电路5.1 SG3525芯片的内部结构及工作原理SG3525采用恒频脉宽调制控制方案,适合于各种开关电源,斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等,并含有欠压锁定电路,闭锁控制电路和软起动电路。采用集成芯片产生PWM 信号进行控制具有线路较为简单，易于控制，无需编程等特点，是目前PWM常用的方法。美国硅通公司的SG3525A是性能优良，功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。具体内部结构图见附录2。基准电压部分对内部供电，对外作为基准参考电压；振荡器产生近似的锯齿波，锯齿波的频率由和振荡器相连接的外接的电阻电容决定，同时对应于锯齿波的下降沿产生一时钟脉冲CP；在时钟脉冲CP的作用下，分相器（T触发器）的两输出端产生两相位相反的方波信号，其频率是锯齿波频率的一半；误差放大器是差动输入放大器，同相输入端端2接给定电压，闭环控制制时反向输入端1接反馈电压，端9和端1之间接入适当的反馈网络构成调节器可满足系统动静特性的要求；外加于端9的信号和误差放大器的输出叠加于比较器的一反向输入端，比较器的同相输入端加振荡器产生的锯波信号，这样比较器的输出端产生PWM 信号，改变外加于端9 的信号或来自于端2的反馈信号或端1的给定信号均可改变PWM 信号的占空比；内部PWM 锁存器可以使关闭更可靠；两个输出级结构是一样的，门电路输出上侧为或非门，下侧为或门，门电路的输入A端，C端和D端所加的信号是一样的，分别是欠压锁定输出，时钟脉冲CP 和来自锁存器的PWM信号，分相器的两输出端分别加到两输出级的门电路B 端，由于分相器输出两相位相反的方波，所以芯片两对外输出端输出的是两波形一样而相位相差180的PWM信号，而且频率是比较器产生的PWM信号的一半。另外此芯片还带有闭锁控制，软起动，欠压锁定功能。本装置结构图中SG3525A的5、6、7 管脚接上恰当的固定大小的电阻电容，以决定最终输出的PWM信号的频率。管脚9开环时加给定信号，闭环时加ACR（或ASR）的输出，9 端所加电压的大小决定PWM的占空比。定频调宽控制方式。13端作为PWM信号的输出端。5.2逻辑延时环节主电路功率开关管的控制所需要信号是对角上两管控制信号相同，而同一桥臂上的控制信号相反。这样主电路需要两路互为反向的控制信号。SG3525的13端的输出信号作为一路信号，其经过一反向器后作为另一路信号即可满足所需。虽然目前的工艺水平可以使电力电子半导体开关器件开关频率做得很高，但其导通和关断仍会占用一极短的时间，控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正关断。假如一功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一桥臂另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通而形成对电源短路。为了避免这种情况发生，设置了逻辑延时环节。逻辑延时环节的二极管使低电平信号或说负信号照样通过R和C延迟高电平信号向后传送的时间。这样就可以保证一功率开关管可靠关断后再给与其同一桥臂上的功率开关管加高电平信号，避免其同时导通。电路连接图见图5所示。图5 SG3525控制及延时电路6驱动电路设计本脉宽调速装置中主电路是强电，控制电路属弱电。控制电路对主电路进行控制时就需要隔离环节。SG3525A 产生的PWM 信号较小，不能直接驱动大功率的开关管。所以要加上驱动环节。本装置功率开关器件用的是MOSFET，可以选择用专用的集成驱动芯片。IR2110是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。IR2110具有独立的低端和高端输入通道：悬浮通道电源采用自举电路，其电压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10V20V；输出电流峰值为2A; 逻辑电源范围5V20V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能; 两通道的匹配延时为10ns；开关通断延时小，分别为120ns和90ns；工作频率达500kHz。其内部结构主要包括逻辑输入，电平转换及输出保护等。内部结构图见附录2。自举二极管VD1和电容C1是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则对其进行调整，使电路工作在最佳状态。在工程应用中，取自举电容。式中，Qg为MOSFET门极提供的栅电荷。假定自举电容充电路径上有1.5V的压降（包括VD1的正向压降），则在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压10V要高。同时，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)和最窄导通时间ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。VD1主要用于阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。IR2110 的扩展应用单从驱动PM 和IGBT 的角度考虑，均不需要栅极负偏置。Vge=0，完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏置是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极发射极之间的过高时，将通过集电极栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而PM，IGBT 的门槛电压通常是35V 左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏置，可以较好地解决这个问题。高压侧的负偏压由C1，VD1，R1 产生，R1的平均电流应不小于1mA。不同的HV 可选择不同的电阻值，并适当考虑其功耗。低压侧由Vcc，R2，C2，VD2 产生。两路负偏置约为-4.7V。可选择小电流的齐纳二极管。原理图见图6。图6 带有负偏置的IR2110驱动7电流反馈和转速反馈电路设计7.1电流反馈电路设计 电流反馈电路主要是采用霍尔，霍尔元件具有结构简单、体积小、无活动部件，便于与测量电路一起作为霍尔传感器。具体测量电路如见图7所示，图中控制电流有VCC提供，可以是直流也可以是交流电源，电位器R1是用来调节控制电流I的大小，R4是霍尔输出电压的负载电阻，通常是放大电路的输入电阻。霍尔电压一般为毫伏数量级，因而后面