（控制理论与控制工程专业论文）基于并联功率mosfet逆变器的研究及实现.pdf

摘要 摘要 论文研究的主要目的是设计基于并联m o s f e t 的低压伺服逆变器。围绕基于并联 功率m o s f e t 的逆变器的设计，从理论分析和实验验证两方面对逆变器中多路并联功 率器件的驱动和保护进行了研究。 论文在分析功率m o s f e t 特性及工作原理的基础上，针对低压伺服驱动器中输入 电压低，输出电流大的要求，采用了功率m o s f e t 器件并联方案，设计了逆变器的主回 路。在从理论上分析逆变器中功率m o s f e t 开通关断过程中出现的电压尖峰和电流尖 峰形成原因的基础上，研究设计了适当的缓冲电路来抑制功率器件开通关断时产生的 电压尖峰，并给出了缓冲电路中各元件参数的理论推导计算公式。此外，根据功率 m o s f e t 对驱动电路的要求，在分析了比较常用驱动芯片特点的基础上，计算出了驱 动电路的相关参数，并设计了可靠的驱动电路。针对并联的功率m o s f e t 电流不均衡 的现象，论文分析了并联的功率m o s f e t 的电流分配不均衡的原因，用栅极电阻补偿 的方法对动态开关模式下的电流不均衡的问题进行了解决，最后达到了很好的均流效 果。通过把所设计的逆变器用于低压伺服系统进行了试验，证明基于并联功率器件 m o s f e t 的逆变器是可行的，达到了研制设计低电压输入，大电流输出的目的。 关键词：功率m o s f e t ，主电路，缓冲电路，驱动电路，并联均流 a b s t r a c t a b s t r a c t t h ea r t i c l ea n a l y s e st h ec h a r a c t e r i s t i c s ，t h ew o r k p r i n c i p l eo f t h ep o w e rm o s f e ta n d m a k ei t 嬲t h ep o w e ra p p a r a t u so ft h ei n v e r t e r t of u r t h e ri n c r e a s et h eo u t p u tp o w e ro ft h e p o w e rs u p p l y , t h ep r o j e c to f p a r a l l e lo a n n c c t i o no f t h em o s f e tm o d u l e si sa d o p t e d a i m i n ga tt h eo v e rv o l t a g ed i d to ft h em o s f e tt u r n i n go n - o f f , t h ea r t i c l ed e d u c e s t h ec a u s eo f f o r m i n gi tf r o mt h et h e o r y t h es n u b b e ri sa c c e p t e dt or e s t r a i nt h eo v e rv o l t a g e d i d t o nt h eb a s i so f t h er e q u i r e m e n to f d r i v ec i r c u i ts e v e r a ld r i v ec i r c u i t sa r e c o m p a r e di n t h ea r t i c l ea n dt h er e l i a b l ed r i v ec i r c u i ti sd e s i g n e di nt h ea r t i c l e t h ef a c t o r si n f l u e n c i n g t h eet h ee n l t e n ta n dt h ev o l t a g eb a l a n c ei sa l s oi n t r o d u c e di nt h ea r t i c l e a n dm e a s u r e sa r e t a k e nt oi m p r o v et h ec u r r e n tb a l a n c e p u tt h em a i nc i r c u i t ，s n u b b e ra n dt h ed r i v i n gc i r c u i ti nt h ea cs a f v oa n dm a k et h e e x p e r i m e n t a t i o n t h eo u t p u to f e x p e r i m e n t a t i o np r o v e st h a tt h ed r i v ec i r c u i ti sr e l i a b l e , t h e s n u b b e rc a l lr e s t r a i nt h eo v e r v o l m g e d i “d ta n dt h e p a r a l l e l c o n n e c t i o no ft h e w e l l d i s t r i b u t e dc u r r e n ti sw e l l k e yw o r d ：p o w e rm o s f e t ，d r i v ec i r c u i t , c u s h i o nd r c u i t ，p a r a l l e lc o n n e c t i o n ，w e l l - d i s t r i b u t e d c u r r e n t n 原创性声明 本人郑重声明：本人所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独 立进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 外，本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本论 文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确方 式标明。 作者签名：娜日期：雄 ， 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解冶金自动化研究设计院有关保留、使用学位论文的规 定，即：自动化院有权保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅， 可以公布论文的全部或部分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段 保存论文。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 作者签名：樾 导师签名：二莲! l 日期：型啦仁 日期：竺! ：竺 第一章绪论 1 1 课题来源背景及意义 第一章绪论 在伺服系统中，交流伺服运动控制系统是最大的一个分支，它是一个结合电机学、 自动控制、电气技术、机电一体化、计算机控制于一体的综合系统。自2 0 世纪8 0 年代以来，随着现代电机技术、现代电力电子技术、微电子技术、控制技术及计算机 技术的快速发展，交流伺服控制技术的发展得以极大的迈进，在许多高科技领域得到 了非常广泛的应用，如激光加工、机器人、数控机床、大规模集成电路制造、办公自 动化设备、雷达和各种军用武器随动系统、以及柔性制造系统( f m s f l e x i b l e m a n u f a c t u r i n gs y s t e m ) 等。在生产实际中，使用交流伺服运动控制的产品，能够解 决各种复杂的定位控制问题，如机器人轨迹控青扎数控机床位置控制等。 在交流伺服运动控制产品领域，国外品牌尤其是同本和欧美品牌凭借其先进的技 术水平和更新速度逐渐占据了主导地位。目前，松下电器、三菱电机、安川电机、三 洋、富士、欧姆龙等同本厂商生产的交流伺服运动控制产品已占据了国内超过5 0 的市场份额，而西门子、力士乐、伦茨等欧美厂商生产的交流伺服控制产品在国内的 市场份额也超过了2 0 【2 1 。近几年来国内交流伺服运动控制厂商如华中数控、广州数 控在学习国外先进技术的同时，也相继研发出了一些适于特殊行业应用的专利和通用 产品，取得了一定市场份额，但市场的占有率还是很低。上述厂家的伺服控制产品的 供电电压大部分为高压，而应用在石化、军工、冶金等一些需要野外作业和低电压供 电的场合，特别是军工等国防敏感行业的场合，国外大都对我国实行了技术封锁。 鉴于此种情况，结合当前的国内外现状及国内交流伺服装置研发面临的难题，冶 金自动化院伺服所已经立项研发了低压全数字交流伺服装置。现在已开发的低压伺服 驱动器虽然已经定型并批量的装配到了部队中，目前，需求方提出来要求提供大功率 的伺服驱动器产品，而国产低压大功率的伺服驱动器国内基本上没有。因此研制大功 率的低压伺服产品是十分有意义的。本课题就是基于上述的背景下立项的。 由于功率器件的限制，冶金自动化院伺服所开发的现有产品输出功率不能超过两 千瓦。而开发基于并联m o s f e t 的逆变器可以使低压全数字交流伺服驱动器突破上述 功率瓶颈，一方面促进产品系列化，另一方面有利于满足用户对低压大功率产品的需 1 第一章绪论 求，拓宽市场。因此研制低压大功率的逆变器对推进我国低压大功率伺服产品的发展 具有重要意义。 1 2 逆变器的国内外现状及发展趋势 逆变器就是指整流器的逆向交换器，其作用就是通过半导体功率开关器件的开通 关断作用，把直流电能变换为交流电能的一种电力电子变换器。自从2 0 世纪4 0 年代 逆变器诞生以来，逆变器经历了飞速的发展。2 0 世纪8 0 年代以前，为逆变器的传统 发展阶段，在这个阶段中，逆变器内的功率开关器件以低速器件为主，逆变器的开关 频率较低，体积较大。逆变器的逆变效率也比较低，此阶段逆变器中功率器件以晶闸 管为主，由于此功率器件在关断时必须用电感、电容和辅助开关器件组成的强迫换向 电路，所以存在关断电路复杂，效率低，功耗大，工作时噪声大等缺点，目前逆变器 中已基本上不用此功率器件作为逆变器的功率开关器件。2 0 世纪8 0 年代到2 1 世纪 初，为逆变器的高频化阶段，这个阶段的特点是，逆变器内的开关器件以高速器件为 主，逆变器的开关频率较高，逆变器的效率也大大地提高了，此阶段逆变器中的功率 器件主要是功率m o s f e t 器件及i g b t 器件，其中功率m o s f e t 器件的特点是开关 速度快，安全工作区宽，热稳定性好，线形控制能力强，电压控制，易于实现数控， 但此器件抗干扰能力低，承载能力和工作电压较低，多用于低压高频开关的小功率逆 变器，而i g b t 功率器件是新发展起来的一种复合型功率开关器件，它既有单极型电 压驱动的m o s f e t 的优点，又结合了双极型开关器件b j t 耐高压、电流大的优点， 也是压控器件，控制电路简单，稳定性好，i g b t 的最高电压可以达到1 2 0 0 v ，最大 。电流为1 0 0 0 a ，此功率器件的逆变器主要应用在高压场合【3 】。 基于逆变技术的逆变器是一种高效节能装置，最典型的应用是利用逆变器的电动 机调速节能，是现在节能的一大重点【3 l 。而现在应用到伺服系统中的逆变器主要是由 g t r 、m o s f e t 、i g b t 及i p m 组成，由于g t r 是电流驱动，驱动功耗较大，因此 伺服系统中用此功率器件作逆变器目前已经很少，基本上被i g b t 、m o s f e t 、及功 率智能器件i p m 代替。且前国内外的伺服系统中采用的逆变器大多为功率智能模块 i p m ，功率智能模块i p m 不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且内部还藏 有过电压、过电流和过热等故障检测电路，使其不易损坏，但是i p m 斩波频率不高， 2 第一章绪论 高速i p m 的斩波频率一般以1 5 k h z 为目标，其内部死区时间及过流、短路保护闽值 用户不可调等因素，在一些要求开关频率较高的场合其应用也受到了一定的限制。此 外，智能功率器件i p m 由于其集成的工艺局限，其输出电流不是很大，且i p m 主要应 用在高压场合。目前内部为7 单元封装的i p m 最大输出电流为3 0 0 安培，虽然三菱、 富士、西门子等公司也相继推出了电流容量为6 0 0 安培的i p m ，但是其内部是六单元 封装不含制动单元，且价格也比较昂贵，即使用此型号的i p m 也要采用并联的方式， 还要单独搭建制动回路，这会极大的增加伺服驱动器的成本。此外i p m 内部集成的是 i g b t ，i g b t 的导通压降也比较大，一般为2 - 3 v 这对低压伺服装置来说会牺牲很大的 转速和力矩。这限制了i p m 功率智能模块不能应用到低压大功率的装置中。在大功率 开关频率很高的装置中就要用分立的功率器件来代替i p m ，这就需要选择合适的功率 器件。 表1 - 1 几种功率器件的比较 器件名称g t r m o s f e ti g b t 驱动方式电流 电压电压 开关速度1 - 5 u s 0 1 - 0 5 u s0 5 - 1 u s 高速化 难简单简单 饱和电压低低低 并联难度容易容易 容易 开关损耗 中一高 很低低一中 温度特性 电流温度系数为温度系数为调整结构参数， 正，容易出现热崩负，稳定性好温度系数为零 给定压降下 中 低电压下密度人 很高 的电流密度 高电压下密度小 输入阻抗小，驱动电流大 大，驱动电流小大，驱动电流小 驱动功率大小小 少于存储效应，限多子飘移，无存储效少子存储，限 开关特性制开关速度应，开关速度比g t r 高制开关速度 一个数量级 经比较发现g t r 、m o s f e t 、i g b t 等自关断器件都能够用作驱动交流伺服电机的 功率器件，都有一定的优缺点，如表卜1 。电力晶体管g t r 是一种双极型半导体，其 第一章绪论 优点是通态压降小、载流能力高，产品已实现模块化，在中小容量装置中得到推广， 但它是流控器件，开关增益小，驱动电路较为复杂，影响了逆变器的工作频率与输出 波形；i g b t 兼备功率m o s f e t 的电压驱动及双极型晶体管的大电流开关特性，具有通 态电流密度高，正反向阻断能力强，及导通和关断双可控等特点，控制过程的消耗功 率很低，维持导通关断的所需要的能量也很小，但是i g b t 的导通压降大致2 v 左右， 这对低压应用场合来说，2 v 的压降会牺牲装置的性能。从功率器件开关速度、动态 损耗、驱动电路的难易程度上考虑m o s f e t 、i g b t 要比g t r 要好。考虑伺服系统是应 用在低压范围内，所以从动态损耗上考虑m o s f e t 比i g b t 的通态损耗要低、开关频率 要高，低压导通时导通压降小，本论文最终选择用m o s f e t 作为伺服驱动器的功率器 件。 1 3 课题的难点 冶金自动化研究设计院伺服所研制生产交流伺服驱动器已有二十多年的历史，目 静直流2 6 v 供电的低压全数字交流伺服装置也已推向市场。现在生产的低压全数字 交流伺服装置，其设计额定电流一般在1 0 0 - - - 2 0 0 a 之自j ，设计额定功率1 2 心0 k w 之 间，而论文中设计的低压伺服驱动器其输出功率为四千瓦，输出力矩高低为1 5 n m 。 方位力矩为8 9 n m 。伺服所低压电机的技术参数为每安培电流出力系数可达到 0 0 6 n m ，根据上述指标中对输出转矩的要求，可以计算装置需要达到的输出电流如 表1 - 2 所示。 表1 - 2 电机要求的输出电流 电机要求转矩额定电流过载电流 a1 5 n m3 6 0 a1 0 8 0 a b8 9 n m2 1 0 a6 3 0 a 从表中可见，将要设计的低压全数字交流伺服装置工作电流达到3 6 0 a ，过载电 流达到1 0 8 0 a ，才能够满足设计指标的要求，也就是说，作为伺服装置功率输出部分 的逆变器，需要在低电压输入、大电流输出和高额定功率的情况下工作。而这种低电 压输入、大电流输出的状况，使得驱动器主回路的设计难度大大增加。诸如主回路功 率器件的选择、主回路每个桥臂的设计、大电流下谐波的抑制、功率元件的散热等， 4 第一章绪论 相比现有低压全数字交流伺服驱动器来说，都是需要解决的难度较大的问题。 就目前市场上的单体功率器件来说，基本上没有一款能够满足上述输出电流的要 求，需要多路单体功率器件并联才能够满足要求，而功率器件的并联增加了主回路设 计的难度及其实现的不确定性；其次，由于输入电压低，输出电流高，导致较大的 三别出尖峰电压，这一方面限制了p w m ( 脉宽调制信号) 的载波频率，另一方面需要 设计更高品质的吸收回路，否则，就会导致大的谐波，最终影响整个逆变电路有用信 号的输出品质；最后，器件输出电流大，虽然输入输出电压较低，但是仍旧会产生 大量的热量，因此散热的问题必须考虑，否则，这个装置难以长时间正常工作。这就 需要为逆变器的各个桥臂设计高效的散热环境。 1 4 课题完成的主要工作 依据研制的低压伺服驱动器的技术指标，围绕该课题的难点，论文主要完成了下 述工作： 1 ) 对构成逆变器的功率器件作了选型 2 ) 设计了基于并联m o s f e t 的逆变器桥臂电路 3 ) 对功率m o s f e t 均流进行了研究，并针对并联过程中存在的不均流现象采取了 相应的措施进行了改进 4 ) 在考虑m o s f e t 均流特性、主回路吸收电路的基础上，设计了并联m o s f e t 的 驱动电路 5 ) 在完成上述工作的基础上，设计了基于并联m o s f e t 的逆变器主电路 第一二章功率器件m o s f e t 第二章功率器件m o s f e t 功率器件场效应管m o s f e t 是7 0 年代中期才发展起来的新型半导体电力电子器 件，因其具有开关速度快、损耗低、驱动电流小、无二次击穿等优点，被广泛应用到 电机调速、高频开关电源、高频感应加热等领域“1 。 2 1 功率m o s f e t 的结构和工作原理 功率m o s f e t 的结构与普通的m o s f e t 的结构不同，普通m o s f e t 结构特点是全部 电极都集中在芯片的一个表面，电流方向与芯片的表面平行人们把具有这种结构特 点的m o s 结构称为平面水平沟道结构。具有这种结构的i d o s f e t ，因其导电沟道局限 于芯片的浅表面层，导电电阻r 。较大，额定电流不会设计太高。虽然数安培大小的 载流能力也能达到，但功耗颇大，且芯片的利用率很低。由于这些因素限制，水平沟 道m o s f e t 仅限于在小信号电路，特别是在集成电路中应用。 功率m o s f e t 指具有垂直于芯片表面导电路径的m o s 场效应晶体管，习惯上亦称 为v m o s 。这种功率器件主要有两种基本结构：一种是所谓的竖直沟道双扩散型 m o s f e t ，简称为v d 2m o s ，v d m o s 或者d m o s ；另一种是采用v 型槽的竖直沟道结构， 简称v v m o s 。功率m o s f e t 的特点是，漏极和源极分置于芯片的两个表面，因而沟道 短，截面积大，具有较高通流能力和耐压能力。用此工艺制成的功率m o s f e t 器件最 大耐压能力能到6 0 0 v ，电流最大载流能力能达到3 0 0 安培“1 。 2 2 功率m o s f e t 的基本特性 2 2 1 静态特性 功率m o s f e t 的静态输出特性表示在图2 - 1 中，可分为电阻区i 、饱和区i i 、和 击穿区i i i 三个部分。可变电阻区对应于开启电压以上，沟道电阻随着栅极电压的上 升而下降。可以看出，当加大栅极电压至一定的程度后，沟道电阻将不再减少，这时 器件漏源之问的电阻就是导通电阻。器件的饱和区则反映出沟道夹断后漏极电流被限 6 第一二章功率器件m o s f e t 制的情况，提高漏极电压只是稍稍缩短沟道长度。器件的击穿区反映了器件工作在饱 和区内，若漏源电压u 。继续增大至截止区p n 结发生雪崩击穿时，漏极电流厶突然 剧增，输出曲线再次转折进入雪崩区，直至器件损坏。 7 0 6 0 寸5 0 ；4 3 0 0 2 0 1 0 ( 么( n 图2 一l 功率m 0 s f e t 的输出特性 从图2 - 1 可以看出，对于饱和区中的某个确定的输出电压，在u 4 v 条件下， 功率m o s f e t 的输出电流随栅极的电压的变化几乎是等比例的，即u 的等步长改 变，相应的输出特性曲线也是等问隔的，这表明功率场效应管m o s f e t 输出电流与 控制信号之间的转移特性有较好的线性度，比较接近理想状态。 作为电子开关，器件导通时应尽量让其处在低电压降的状态。当功率m o s f e t 用做电子开关时，它必须工作在阻性导电区而非饱和区，否则其通态压降太大，损耗 也很高。因此通态电阻r 。对开关应用来说是一个很重要的参数，r 。越小，功率 m o s f e t 的功率操纵能力就越高。胄的大小可以直接从输出特性的曲线求出，它等 于阻性导电区的曲线斜率。 功率m o s f e t 在导通时没有饱和压降，因此当漏极电流降低时，器件的管压降 可以同步变小直至为零，相比g t r 、i g b t 等功率器件2 - 3 伏的导通压降来说，这是 一个极大的优点，这一优点使得功率m o s f e t 非常适合在低压供电情况下高效运行。 7 第一二章功率器件m o s f e t 2 2 2 动态特性旧 功率m o s f e t 是一个近似理想的开关，具有很高的增益和极快的开关速度。动念 特性主要影响功率m o s f e t 的开关瞬态过程。 1 极问电容 功率m o s f e t 的极问电容是影响其开关速度的主要因素。如图2 - 2 所示，功率 m o s f e t 器件内部有两种类型的寄生电容：一种是与m o s 结构有关的m o s 电容，如栅 d g 图2 - 2 功率m o s f e t 器件极间电容的等效电路| ! f | 源极电容c 矗及栅漏极电容c r g d ：另一种是与p n 结有关的电容，如漏源电容c k 。 输入电容气、输出电容c 0 、反馈电容气是应用中常用的参数，它们与极间 电容的关系定义为： 气= + ( 2 一1 ) 气= + ( 2 - 2 ) c r # = ( 2 3 ) 2 开关过程与开关时间 功率m o s f e t 的栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动源内阻抗有 关。理想的栅极驱动电路的等效电路如图2 3 所示。图中s 为等效开通开关，墨闭合 后接通充电回路。曼为等效关断开关，曼控制输入电容c 。的放电过程。s 。和s ：在 任意时刻总是处在一个闭合，另_ 个断开的相反状态。功率m o s f e t 开通期问传输的能 8 第- 二章功串器件m o s f e t 量和关断期间的能量损耗，完全由功率器件输入电容如s 和栅极源极间电压的大 小所决定，而与肋n 、r 以及栅极电流的大小无关。 鼢 v a s 幽2 3 理想栅极驱动电路的等效电路 功率m o s f e t 的开关特性波形如图2 4 所示，2 - 4 ( a ) 为测试功率m o s f e t 开关特 性的电路图，2 - 4 ( b ) 为功率m o s f e t 的开关特性的波形图。图中“。为矩形脉冲触发 信号，由于m o s f e t 存在输入电容c l ，所以当脉冲电压“。到来时，以充电，功率 m o s f e t 栅极源极问电压【，呈指数上升，如图2 - 4 ( b ) 所示，当c ，上升到开启电 压坼时，开始出现漏极电流f d 。从“，前沿时刻到( ，邪= 【，并开始出现f d 的时刻，这 段时间称为开通延迟时间0 。此后f d 随着【，。上升而上升。【k 从开启电压上升到 u g h of ：，!；l k 荽二二二釜1 ( a ) 功率m o s f e t 开关特性的测试电路图( b ) 开关特性的波形图 图 4 功率m o s f e t 的开关过程 9 第一章功率器件m o s f e t m o s f e t 进入非饱和区栅极电压u a s e 这段时间称为上升时间t ，这时相当于功率 m o s f e t 管临界饱和，漏极电流也达到稳态值，由漏极电压u 。和漏极负载电阻尼 决定，u o s e 的大小和的稳态值有关。u o s 上升到u 。，后，在脉冲电压的“，的作用 下继续升高直至达到稳态，但不再变化，相当于功率管处于饱和。功率管m o s f e t 的开通时间。为开通延迟时间t r i t o n ) 和上升时间t ，之和，即 t o n = t d l o 。) + f ( 2 4 ) 当脉冲电压“，下降到零时，栅极输入电容巳开始放电，栅极电压( ，舒按指数曲线下 降，当下降到u 。时，漏极电流i d 才开始减小，这段时间称为关断延迟时间t 一( 酊) 此后巳继续放电，u 6 s 从u 。继续下降，i v 减小，到 u ，时沟道消失，f d 下降 到零，这段时间称为下降时间0 。关断延时时间f d ( o f f ) 和，之和称为m o s f e t 的关断时 间o ，即 t o f f = t d 够) + f ， ( 2 5 ) 从上面的开关过程可以看出，m o s f e t 的开关速度和其输入电容的充放电过程有很大 的关系m 。 m o s f e t 是场控型器件，静态时几乎不需要输入电流。但是工作在动态时，由 于需要对开关电容充放电，仍需要一定的驱动功率，开关频率越高，所需要的驱动功 率越大。 2 3 功率m o s f e t 的均流特性 2 3 1 静态均流特性 静态是指功率m o s f e t 开通后进入稳定导通的工作状态。影响静态电流分配的 主要因素是功率m o s f e t 的导通电阻r o n ，r o n 的失配会造成静念电流分配不均。 r 。”值小的器件将通过较大的电流。由于r o n 具有正温度系数，在管芯温度升高时， 1 0 第二二章功率器件m o s f e t r o n 不是减小，而足增大。所以并联在一起的多个功率m o s f e t 能够自然均流。当 并联器件中出现分流不均的情况时，分流较大的器件会因为电流的热效应而有较高的 管芯温度，其电流会因为r o n 的相应增大而降低。这在一定程度可以抑制电流分配不 均的加深。 由于功率m o s f e t 通念电阻的温度系数相对较小，当并联器件的r o n l r 咱差太大时， 自然均流作用会因为难以维持太大的温差而效果不理想，或造成器件之间管芯温差过 大。管芯温度过高会使电路或系统的可靠性下降，因此，功率m o s f e t 并联使用时，要 尽可能使器件之间有紧密的热耦合作用，也就是使并联管子的温度通过一些散热材料 相互作用使热量平衡，如将散热片相连或将它们安装在同一个散热器上，这样，高温 器件的管芯温度会降低，低温器件的管芯温度会升高，各个器件之间电流分配的均匀 性就会增强。 2 3 2 动态均流特性 m o s f e t 的动态均流特性受到诸如门槛电压u ，( 加) 、栅极电容g 、密勒电容g 。、 栅极电阻、栅极引线电感厶以及源极电感厶等参数的影响。其中前三个参数与器件的 自身属性有关，后三个参数与功率m o s f e t 的驱动电路及其所在的主回路有关。对于 不同的器件，这些参数存在差异，差异很大时，会导致m o s f e t 开通时间和关断时问 的一致性变差，造成部分m o s f e t 在开关瞬间过流甚至损坏。 当多个开通时间和关断时间不同的功率m o s f e t 并联，在并联的各个m o s f e t 的栅极 上施加正驱动电压时，总是栅极电容c 基较小，栅极门槛电压【k 较低的m o s f e t 首 先开通并承担整个桥臂电流，只有在驱动电流上升，直至其它的功率m o s f e t 开始导通 时，首先导通的功率m o s f e t 的电流才会停止增加，且缓慢下降并逐渐趋向稳态均流值。 这种现象会造成同一桥臂上并联多个功率m o s f e t 时，首先开通的m o s f e t 遭受开通过电 流的冲击。当栅极驱动电压下降时，由于关断的延迟时间。主要是栅极电容的 密勒效应引起的，c g 。较小的m o s f e t 首先关断，这样在并联功率m o s f e t 关断时，关断 延迟时间较长的m o s f e t 会承担全部并联桥臂电流，直至开始关断其电流才开始减小。 这使得在关断过程中，最后关断的m o s f e t 承受整个桥臂的关断电流。 1 1 第二章功半器件m o s f e t 为了实现m o s f e t 并联桥臂开通及关断过程中的均流，就必须匹配好影响开通时 日j 及关断时l 、日j 的各项参数，使并联桥臂中各个功率m o s f e t 的开通时i 日j 和关断时问基 本保持一致。当工作频率较高时，开通和关断的动态过程所占的时i 日j 比例增加，动态 均流影响将大于静态均流影响，此时更好地匹配影响动态均流的参数，能够获得更好 的均流效果。 1 2 第三章逆变器电路的设计 第三章逆变器电路的设计 依据所研制低压伺服驱动器技术指标可知，此处需要设计电压源型逆变器。如图 3 1 所示，逆变器由功率器件t 1 川6 组成六路桥臂，输入电压为d c 2 6 v ，在 p w m l p w m 6 六路p w m 信号的驱动下，输出交流电流或电压。逆变器的设计分主 回路和驱动电路的设计，由前面分析可知，在主回路的设计中，完成如下几方面的工 作： l 、并联m o s f e t 构成桥臂 2 、减少主回路的杂散电感，设计吸收回路，抑制谐波 3 、各个功率器件的均匀散热 + 2 6 划!t 1 l p v v m 3 基 t s ，一童 t 5 w v u i 卜_ t z ，一童 l 一 啦剑! t 6 p w m 4 i 卜 t 4 - - - - - j - - - - 一 o 3 1 主回路结构设计 图3 - 1 逆变器的原理图 由前面的计算分析知，课题要求设计的逆变器额定电流达到3 6 0 a ，最大输出电 流达到1 0 8 0 a 。本课题确定选用大功率m o s f e t 搭建逆变器的各个桥臂，目前m o s f e t 功率器件输出瞬间电流最大可达2 5 0 安培，但是市场上比较少。现在市场上常见的是 i x y s 公司生产的i x y n l 8 0 n 1 0 和意法半导体生产的s e t n l 8 0 n 1 0 两款功率器件，这 两款功率器件的瞬间输出电流可达1 8 0 安培。为了满足课题对逆变器输出电流的指标 要求，采用并联m o s f e t 的方式构造逆变器的每一个桥臂，见图3 2 所示，逆变器 第三章逆变器电路的设计 每一桥臂有四路m o s f e t 并联实现。 + 图3 - 2 主回路结构图 即每个桥臂用8 只功率管。u 、v 、w 三相需要2 4 只功率管。在输出频率较高 的情况下，突然制动时需要释放电机中储存的能量，因此也设计了制动电路。制动电 路由制动电阻和功率器件组成，制动电路只需要半个桥臂就可以。这样包括制动电路 在内，搭建整个主回路共需要2 8 只功率管。下图3 - 2 所示为包括制动电路在内的主 回路原理图。 此外，在设计主回路时也考虑了每个桥臂功率器件的合理布局，目的在于，一方 图3 - 3 布局方案1 1 4 第三章逆变器i u 路的设计 面要尽量降低主回路的杂散电感，因为杂散电感的存在会引起功率管开通关断时的过 电压，严重时可能会损坏部分功率管。另一方面，合理的布局可以保证各个并联支路 中并联功率器件中电流的均匀分配，这是保证逆变器正常工作的一个前提条件。在设 计主回路时设计了如下图3 3 和图3 _ 4 所示的两种功率器件布局方案，并通过实验对 这两个方案的效果进行了验证。所得实验数据见表3 - 2 。 + 2 4 v 口 i铜排 6 匿_ d d d 一目 i l i l 铜排 9 图3 - 4 布局方案2 表3 2 在布局1 和布局2 条件下的实验电流值 t it 2t 3 t 4 布局方案1 4 4 a4 1 a3 8 a3 4 a 实验电流值 布局方案2 3 8 a4 1 a4 0 a 3 8 a 实验电流值 从表3 2 可以看出在布局1 的条件下，功率器件t l 漏极引线和电源引线电感最 小，所以流经功率器件t i 的电流最大。功率器件t 2 漏极引线和电源引线电感较功率 器件t 1 大，流经功率器件t 2 的电流较t l 小，而功率器件t 4 的电源引线和漏极引线 的电感最大，因此，流经功率器件t 4 的电流最小。而在布局2 中流经功率器件t 1 、 t 2 、t 3 、t 4 的电流基本相等，达到了均流的目的。因此，主回路的结构最终采用佛局 方案2 设计。 1 5 第三章逆变器l u 路的设计 3 2 散热器设计及过热保护嘲埘 与其它任何一种电力电子器件一样，功率m o s f e t 器件在工作时会产生功率损 耗，包括静态损耗和( 主要是导通损耗) 与动态损耗( 开关损耗) 。这些损耗都以热 量的形式产生于半导体芯片上，器件正常运行必需保证这些热量( 消耗的电能转换成 的热量减去电热转换消耗一部分电能) 能够传导到外界环境并有效的散发掉，从而 使器件芯片的温度控制在合理的范围之内，否则会使器件因为过高的温升而改变特 性，甚至因为电极接触或半导体的熔化而永久失效。事实上，任何一种电力电子器件 的可靠性和使用寿命都与它的运行温度有关。因此，功率器件在使用时也要很好的考 虑其散热情况鉴于此，使用大功率m o s f e t 时必须考虑优良的散热措施。 在正常情况下，电力电子器件的主要发热部位在半导体芯片的内部。消耗电能产 生的热量首先通过热传导转移到管座和散热器上，然后经传导、对流和辐射等多种传 热形式散发给空气或水等吸热介质。在这些散热方式中，辐射散发的热量很少，通常 只占总散热热量的1 - - 2 。在利用空气散热的自然冷却和风冷方式中，对流是热量 从管座或散热器向空气散热的主要方式。当用水或其它液体散热时，散热器壁与散热 介质之间的热传导则是主要的散热方式。 在稳态散热过程中，热量的转移可以由以下的基本方程来描述，即对确定的散热 面积一，以一定的速率进行的散热所产生的冷热端温差为： d a t = 丝 m ( 3 - 1 ) 式中，h 定义为散热系数，只表示散热速率，也就是发热体单位时间内产生的热量， 在这里就是器件功耗。 通常采用电学模拟的方法来描述热量的传输，将温差a t 类同于电压，单位时问 通过散热面的热量易类同于电流，a t p a 被称为热电阻。按式( 3 1 ) ，热阻届 l r o2 者 ( 3 2 ) 其单位为k w ，类似于电阻与电导率的关系，热阻与热导率的k 之间的关系亦可 1 6 第三章逆变器电路的设计 写成： 也：三生 9 ka ( 3 3 ) 式中，为热流路程的长度。 散热设计的主要任务是根据器件的耗散功率设计一个具有适当热阻的散热方 式和散热器，以保证器件的芯片温度不高于结温乃一。根据式( 3 一1 ) 和式( 3 - 2 ) ， 当散热器的环境温度为时，从芯片到环境的总热阻： ”竿 净。， 在实际情况中往往把总热阻分成三部分。第一部分从管芯到管壳的所谓结一壳热 阻如。，第二部分是从管壳到散热器的所谓接触热阻r 珏，第三部分则是从散热器 到环境所谓的散热器热阻月。一。，即 一。= r 日一。+ r 出一，+ r 国一。 ( 3 5 ) 对器件用户来说，结一壳热阻如。是已经不能改变的一个功率器件参数，它同最 高结温。和最大功率只一起决定了壳温的上限： 疋。弓一一只如一 ( 3 6 ) 当恒定的耗散功率通过器件时，由于器件具有热容量，温度将逐渐上升；将恒定 的耗散功率切断时，温度逐渐下降。也就是说升温或降温都有一个瞬态过程。这时其 峰值结温与平均结温有一定的差别。在电流脉冲持续时间较长，占空比也较高的情况 下，峰值结温有可能非常接近平均结温，此时热阻概念仍然适用。当脉冲较短，占空 比较低的情况下，峰值结温有可能远高于平均结温，这时，结温的高低不仅与器件的 消耗功率有关，还在很大程度上决定于电流脉冲的形式、持续时间和重复频率，此时 稳态热阻不再适用，必须要用瞬态热阻抗来代替稳态热阻。瞬念热阻抗反映了传热体 的热惯性在热量传递的瞬间过程中对热阻的改变，因而与稳态热阻抗保持有一定的关 系，可用稳态热阻将瞬态热阻抗乙表示为： 1 7 第三章逆变器i u 路的设计 z 口= r ( t 。) ( 3 - 7 ) 式中，r ( t 。) 是一个脉冲宽度t p 及占空比j 有关的比例因子，本质上也是以稳态热阻 为1 的归一化瞬态热阻抗。 功率器件一般工作在开关状态，其工作波形一般为方波，确定器件的最高结温时 要考虑工作频率、负载电流占空比、以及方波脉冲的宽度。当频率较低，占空比较小 时，结温波动较大，设计时要考虑最高结温而不是平均结温，这时要用瞬态阻抗概念。 当频率较高，占空比较大时，此时结温的波动不大，峰值结温几乎等于平均结温，这 时可以用稳态热阻来代替瞬态阻抗。 而功率器件的散热就是器件在单位时问内功率损耗等于单位问内的耗散功率。对 于连续的功率脉冲，这显然是指平均耗散功率与平均功率损耗相等。对于任意的波形 的连续脉冲，分别记录各时刻的即时电压，f ) 和电流j r ，然后数值积分法求其 在这完整周期中的平均值，即平均功率损耗只： 只= 丘卜( 眦) d t ( 3 8 ) 式中，z 是开关频率。对矩形脉冲，其幅值为，其平均值即为： 乞2 f , e , t ，。0 艿 ( 3 9 ) 式中t ，是脉冲的持续时间；8 = f , t ，是占空比。 在实际中己的求解常常比较复杂。就一般情况而言，只应是开关耗散，通态 损耗只、断态漏电损耗匕以及控制极的驱动损耗e 等多种成分之和。而功率m o s f e t 的开关损耗很低，在工 5 0 k h z 的应用中可忽略，这时总的功耗即是器件的通态功耗。 功率b l o s f e t 的通态功耗一般用其通念电阻r ( 埘j 按j 2 r 脚州关系求值。 在本课题中调制方式采用是s p 帐j f 弦调制，触发脉冲的占空比万不是恒定的， 周期t 为l o o u s ，其中占空比占的变化范围是：0 7 8 9 3 。 当功率器件工作在占空比为0 7 的情况下时，占空比较小，通态电流结束时的 峰值结温与平均结温相差甚大，不能用热阻概念来选配散热器，此时须用热阻抗的概 念来计算结温。通过查s t e n l 8 0 n i o 手册知s t e n l 8 0 n 1 0 功率m o s f e t 的通态热阻为 第三章逆变器r 也路的i 5 计 月m 伽) 为5 5 m q ，稳态结壳的热阻抗r 帅为0 2 7 “职最大峰值结壳温t 。为1 5 0 。 环境温度为2 5 “g 此时通念损耗 0 = k r 2 1 8 0 + 1 8 0 + 0 0 0 5 5 = 1 7 8 w 乃一5 疋+ 0 + z 以2 疋+ 0 + 7 ( f ，) + ( 3 1 0 ) 查阅m o s f e t 的归一化瞬态热阻抗曲线可知当j 为7 瞬态时热阻抗为0 0 6 ， 瓦2 乃一一0 乙一c ( 3 一1 1 ) = 乃。一0 r ( t ，) 月扣 代入。= 0 2 7 。c w ，2 5 5 m o ，巧一= 1 5 0 。c a ： t c = t j 。一p p z e c = 1 5 矿p 1 7 8 * 0 0 6 * 0 2 7 “f = 1 4 7 1 2 。f 散热器的热阻启为： r ：至玉 皿 ：! 兰! ：! ! ：! 二垄： 0 0 7 + 1 7 8 矿 = 9 8 。c 矿 当功率器件m o s f e t 占空比8 ) 5 0 时，此时最高结温与平均结温相近，此时可以 用热阻概念计算结温。 互2 乃一一0 一。 代入如一。= o 2 7 。c w , 0 2 1 7 8 w 得： c 2 1 5 0 1 7 8 w + 0 2 7 。c = 1 0 1 。c 此时散热器的热阻f 为： f ：堡量：1 0 1 。c - 2 5 。c ：o 4 2 。c 矿 0 1 7 8 w l o 第三章逆变器i 乜路的设计 因此散热器的热阻选择为0 4 2 ”c ( r 9 8 0 c 肥 而比较好的散热器材料一般为铜、铝及钢等，其中铜质散热器热阻为0 7 5 ”c ，铝 质散热器热阻为0 9 1 。c 。在这旱选择铝材质作为散热器的材料。 在实际应用中，除了通过安装散热器，把功率器件m o s f e t 在开通关断时产生的 大量热量散发掉，来保护功率器件免受过热损坏外，还可以通过检测结温的方法来保 护功率器件。在该系统中过热保护是通过数字信号处理器t m s 3 2 0 f 2 4 0 的p d p i n t 引 脚来实现的。如图3 5 所示为检测结温过热保护的电路图： 幽3 - 5 功率m o s f e t 热保护电路图 温度传感器采用常开温度传感器。温度传感器安装在功率场效应管的外壳上，当 传感器检测到温度上升到设定值后，内部开关闭合，f 8 由高电平到低电平跳变，并 引起d s p 中的电平俨d p j 了引脚跳变。为了区分是哪种错误引起的d s p 的错误报警， 在过热报警电路中加入一个发光二极管，当过热保护时发光二极管灯亮。 在功率器件m o s f e t 正常工作时产生的热量会通过散热器散失一部分，此外在 实际的应用中也不希望功率m o s f e t 在最大结温下运行，这就需要温度开关的选择 上要留有余量，可以选择为7 啦8 0 0 c 为宜。 3 3 缓冲电路及缓冲电路中参数计算 众所周知，在电力电子功率器件的应用电路中，电力电子器件在开关过程中有电 压或电流的突变，这将引起器件上电压或电流的尖峰。这种现象有两个不利的影响： 一是产生电磁干扰，二是增加器件的应力。通常采取的应对措施是用缓冲吸收电路抑 制开关过程的突变，因为全控型器件在电路工作时莫名其妙损坏的原因虽然很多，但 缓冲电路中缓冲电容、缓冲电阻选择不当是不可忽略的重要原因所在。 从器件的应力来说缓冲器件也是很必要的。电力电子器件都有一个安全工作区。 第三章逆娈器f u 路的设计 对于功率m o s f e t ，这一工作区在动态由最高允许工作电压与最大允许电流的两条直 线与坐标轴所围城。