（微电子学与固体电子学专业论文）l波段lc压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计.pdf

摘要 摘要 本振模块作为射频前端接收系统的重要组成模块，对系统的性能有着重要影 响。为了能更好的抑制镜像信号，提高射频前端系统的接收性能，要求本振模块 能够提供性能良好的全差分正交信号。 本论文采用了t s m co 1 8 岬i 讧c m o s 工艺设计了一个互补型l c 压控振荡器 和高速二分频电路，用以产生性能良好的正交信号。本文首先介绍了压控振荡器 的工作原理，讲述了组成压控振荡器的关键元器件及其基本特性，在对比了几种 压控振荡器的结构之后，结合本设计中的要求采用了互补型l c 压控振荡器。其次 分析了振荡器的相位噪声，介绍了分析相位噪声的几种常用模型，并给出了一些 降低相位噪声的措施，为设计高性能的l c 压控振荡器提供理论上的支持。接着给 出了l c 压控振荡器的具体实现方法，对电感、电容元件在实际设计中如何选取给 出了参考意见，并给出了模拟调谐电容阵列和数字开关电容阵列的结构。 为了更好的抑制镜像信号，系统要求本振模块须提供全差分正交信号，在对 比了几种正交信号的产生方法后，本论文选择了占用芯片面积小、性能稳定的二 分频电路产生正交信号，并给出了二分频电路的设计步骤，其频率调谐范围完全 覆盖了要求的频点，本振信号的相位噪声流片测试结果达到了 - 9 8 5 3 d b c h z 1 0 0 k h z ，一1 2 1 8 4 d b c h z 1 m h z 。 关键词：r f c m o s 工艺互补型l c 压控振荡器相位噪声二分频 全 差分正交信号 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 a b s t r l c t a b s t r a c t a so n eo ft h ek e ym o d u l e s ，l o c a lo s c i l l a t o rh a sg r e a ti n n u e n c eo nt h ei 江 f r o n t - e n dr e c e i v e rs y s t e m i no r d e rt ob e t t e rs u p p r e s si m a g es i g l l a la i l di m p r o v et h e p e r f o n n a n c eo fr ff r o n t - e n dr e c e i v e rs y s t 锄，i tr e q u i r e sl o c a lo s c i l l a t o rm o d u l ec a l l p r o v i d ef m em l l - d i f r e r e n t i a lq u a d r a t u r es i 印a l s ac o m p l e m e n t a 巧l cv c oa i l dah i g h - s p e e dd i v 一2c i r c u i tw e r ed e s i g n e db yt h e t s m c0 18 岬r fc m o sp r o c e s sf o ro b t a i 血gg o o dp e r f o 咖a n c eo fq u a d r a t u r e s i g n a l s f i r s t l y ，t h ep r i n c i p l eo fv c o a i l dt h ek e yc o m p o n e n t sw i mt h e i rb a s i cp r o p e n i e s 、v e r ed e s c r i b e di nt 1 1 i s t 1 1 e s i s c o m p a r e d 丽ms e v e r a jo t h e rv c os t m c t u r e sa 1 1 d c o m b i n e dw i mt h ed e s i g i lr e q u i r e s ，t h es t m c t u r eo fc o m p l 锄e n t a r yl cv c oi sa d o p t e d s e c o n d l y ，t h ep h a s en o i s ew a sa i l a l y z e da n ds e v e r a lm o d e l sc o m m o i l l yu s e dw e r eg i v e n s o m ea c t i o n st 0r e d u c et h ep h a s er 1 0 i s ew e r ei n t r o d u c e dt op r 0 v i d em e o r e t i c a ls u p p o i r t f o rd e s i 叫n gal l i 曲- p e 墒珊a n c el cv c o n l e l l ，m em e m o df o rd e t a j l e dr e a l i z a t i o no f l cv c oa i l dt h ea d v i c eo nt h ec h o i c eo fi n d u c t o r s ，c a p a c i t o r si nm ea c t u a lc i r c u i t d e s i g l lw e r ep r o v i d e d t h es 仃u c t u r eo fa i l a l o gt u i l h l gc 印a c i t o r 觚a ya i l dt h ed i g i t a l s w i t c hc a p a c i t o ra r 瑚【yw a sg i v e na sw e l l i i lo r d e rt 0b e t t e rs u p p r e s si m a g es i g n a l ，t l l es y s t e mr e q u i r e st h el o c a lo s c i l l a t o r c a l lp r o v i d e 如l l d i 肮r e n t i a lq u a d r a t u r es i g l l a l s c o m p a r e dw 油s e v e r a lm e m o d st h a t c a i lp r o v i d eq 眦i d r a t u r es i g m l s ，t h ed i v - 2c i r c u i tw i t hs t a b l ep e “o m l a n c ew h i c ht a k e su p s m a j la r e aw a sa d o p t e d t 1 1 es t e p st 0d e s i g nt h ed i v 一2c i r c u i tw e r e 西v e na s 、e 1 1 t h e t a p e o u t t e s tr e s u l t ss h o wt 1 1 a tt h e 行e q u e n c yt u i l i n g 啪g ec o m p l e t e l yc o v e r sm er e q u i r e d 觎q u e n c yp o i n t s a 1 1 dm e p h a s e n o i s ei s u p t o - 9 8 5 3 d b c h z 1o o l ( h z ， - 1 2 1 8 4 d b c 】舷 l m h z k e yw d r d s ：r fc m o sp r o c e s sc o m p l e m e n t a 呵l cv c op h a s en o i s e d i v - 2f u l l - d i f f e r e n t i a iq u a d r a t i i r es i g n a l l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景 随着社会的不断发展，科学技术日新月异，特别是现代无线通讯技术，更是 自它的诞生之日起实现着一次次的飞跃。无线通讯技术的出现极大地改变了人类 的生活方式，是人类认识和改造物质世界的又一进步，也使人类逐步摆脱了通信 方式受空间和自然条件的限制。 到了现代，随着手持无线通讯设备( 如g p s 定位系统、手机) 的普及，无线 通讯设备向着小型化、低功耗、低成本、高集成度方向发展。这些都主要得益于 半导体制造工艺的发展，随着c m o s 制造工艺的不断进步，使得越来越多的无线 通讯模块，如低噪声放大器、混频器、功率放大器、本地振荡器等能够集成在同 一芯片上。而在所有的无线通讯设备中，压控振荡器都是必不可少的，通常被应 用于频率综合器中，给收发机提供稳定的本地载波信号。图1 1 是采用超外差式接 收机的系统结构，其射频前端系统大致可分为射频放大部分( 如低噪声放大器 l n a ) ，中频放大部分( 如可变增益放大器v g a ) ，射频滤波部分( 如射频滤波器) ， 下混频器，本地振荡器等几大部分。 图1 1 超外差式接收机的系统结构图 天线接收到的信号首先经过射频滤波器进行滤波，然后经低噪声放大器进行 放大，放大后的信号被送入下混频器和本地振荡器产生的本振信号进行下混频， 产生中频信号，然后再经过中频滤波器进行滤波，进行中频滤波后的信号经可变 增益放大器放大后送入基带部分进行处理。 射频前端中的本振信号是通过频率综合器产生的，而压控振荡器是频率综合 器的核心模块。射频前端接收系统所接收的目标信号是很微小的，有时甚至低于 本底噪声的水平，而且空中的电磁环境日益恶劣，可能会产生很强的邻近信道干 扰，因此，目前性能较高的接收机普遍采用了正交混频的方式，这就要求本地振 荡器能够向混频器提供全差分正交信号，从而对频率综合器的性能要求更为严格。 2 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 在目前常用的几种提供全差分正交信号的方法中【2 0 ，2 3 ，3 0 1 采用高速二分频电路的方 法被证明是性能稳定、占用芯片面积最小、最易于集成的一种方法。而且利用二 分频电路产生正交信号的另一个好处是降低了后级电路的工作频率，减小了后面 分频器的压力。图1 2 为本设计利用l c 压控振荡器和高速二分频电路产生正交本 振信号的频率综合器的原理框图。 图1 2 频率综合器原理框图 从图1 2 中可以发现，v c o ( v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r 压控振荡器) 产生的振 荡信号经过分频器后与晶振提供的参考信号的相位进行比较并产生一相位差，若 该相位差不为零则p f d ( p h a s e f r e q u e n c yd e t e c t o r 鉴频鉴相器) 产生相应的控制信号 来控制电荷泵对l p f ( l o w - p a s sf i l t e r 低通滤波器) 进行充电或放电，充电或放电电 流经过l p f 滤波后产生一直流电压来控制v c o 的振荡频率，经分频器后的信号再 次与晶振的参考信号相位相比较，直到得到与晶振同频同相的信号。 i 2 发展状况 本地振荡器是无线通信系统中的核心模块之一，为收发机提供稳定的本地振 荡信号。目前，高性能的射频前端接收系统对噪声的抑制要求越来越苛刻，因此 要求本地振荡器能够提供全差分正交信号，从而更好的抑制镜像信号，提高系统 的噪声性能，对于正交信号的产生方法许多论文也对其进行了研究【2 0 2 3 3 0 】。 近年来，随着无线通讯系统及网络的普及，小型化、低功耗，高性能的个人 手持设备越来越受到大众的喜爱，这也为射频收发系统的研究提供了良好的社会 基础和市场前景。作为射频系统中的重要模块之一的压控振荡器也自然引起了许 多人的研究热情，越来越成为研究的热点。 随着半导体工艺的发展，小型化、低功耗、高性能的目标得以实现。近年来 由于c m o s 工艺的日渐完美，使得芯片上单位面积内可集成的器件越来越多，同 时其可处理的频率也在不断的提高，射频前端系统的片上实现成为了可能。目前， 许多大学和工业界的研究组都在进行片上压控振荡器的研究，采用c m o s 工艺实 现的压控振荡器和分频器的产品越来越多，性能也越来越好。作为制约片上压控 振荡器性能的关键元件之一的片上集成电感在学术界和工业界研究中得到了很大 的关注，众多学者对c m o s 电感电容压控振荡器进行了大量研究，使得片上电感 第一章绪论 3 的品质因子不断提高。近年来国内外对高线性度、宽调谐范围和低相位噪声的压 控振荡器进行了许多研究【2 6 ，2 7 ，2 9 ，3 0 ，3 9 1 。国外对片上压控振荡器的研究较早，并且提 出了许多较为成熟的理论。目前，国内高校在射频集成电路方面的研究也有一定 进展，取得了许多可喜的成果。但由于国内在射频集成电路方面的研究起步较晚， 基础相对较差，要想赶超国外还需进一步的努力，但我相信这是可以实现的。 1 3 论文内容和贡献 本论文主要研究了基于0 1 8 岬i 心c m o s 工艺应用于射频前端系统中的电感 电容压控振荡器和高速二分频电路，其主要工作和贡献包括： 论述了电感电容压控振荡器的基本结构和工作原理。 研究分析了片上集成螺旋电感和可变电容的特性，介绍了电感和电容的相关 模型，并对电感、电容的相关特性进行了推导。介绍了分析压控振荡器相位噪声 的几种常用模型，并且总结了若干个降低压控振荡器相位噪声的措施。 设计了一款适合本项目要求的互补型l c 压控振荡器，对电路的偏置电流进行 了优化减小了电路功耗；对设计的l c 压控振荡器进行了降噪处理，使得电路的相 噪性能得到改善。 研究了高速二分频电路的结构和工作原理，设计了一款集成度高、性能稳定 能产生性能良好的全差分正交信号的高速二分频电路。 给出了射频版图设计时注意的一些事项，并给出了流片测试结果，很好的验 证了本次设计的正确性。、 总之，本文介绍和总结了l 波段电感电容压控振荡器和高速二分频电路的设 计方法，在此基础上设计出了满足性能要求的电路。最后，经过流片测试，验证 了理论分析和电路设计的正确性。 1 4 论文组织 本论文系统介绍了基于c m o s 工艺的电感电容压控振荡器和高速二分频电路 的理论分析和电路设计，并设计出了满足系统性能要求的电路。论文具体组织结 构如下： 第一章概括论述了压控振荡器的重要性及其发展状况。 第二章是本章的理论篇，详细介绍了压控振荡器的工作原理和基本的电路结 构。然后分析了组成压控振荡器的基本元件的性能，如片上集成电感和可变电容 的特性。最后系统介绍了压控振荡器最为关注的指标相位噪声，并且给出了 几个最为常用的分析压控振荡器相位噪声的模型，并给出了降低相位噪声的措施。 第三章介绍了l c 压控振荡器的具体设计方法。本章给出了振荡器结构的选 4 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 取，以及电感电容在实际电路设计中选取时所需注意的事项，最后给出了本文所 设计的振荡器的仿真结果和版图设计。 第四章介绍了几种常见的正交信号的产生方法，并且结合本项目的实际情况， 采用了二分频电路来产生正交信号的方法，并给出了仿真结果和版图设计。 第五章给出了芯片测试结果，并对测试结果与仿真结果的差别进行了解释。 第七章对本论文的工作进行了总结。 第二章压控振荡器设计原理 第二章压控振荡器设计原理 随着c m o s 集成工艺的日臻完善，片上集成元件的性能得到不断的提高，尤 其是片上集成电感技术的发展，使得设计并制造出高性能的片上集成电感电容压 控振荡器成为了可能。 2 1 1 振荡条件 2 1 振荡器基本原理 振荡器的核心是一个在振荡频率处呈现正反馈的环路，振荡器便是利用电路 本身微小的噪声能量在正反馈的作用下产生振荡。图2 。l 给出了一个振荡器的反馈 模型。其中日一 ) 为前向电路的传输函数，而日f ( 国) 为反馈网络的传输函数。 图2 1 反馈系统模型 该反馈系统的闭环传输函数可表示为 争：( 咖 吃 “一 巩) 1 一坼( ) 虬( ) 1 一丁( ) ( 2 1 ) 式中，丁) = 日f ) 日一( 国) 是该反馈系统的环路增益。 如果在所有的频率上r 佃) 1 ，该系统在频率为处的环路增益大于1 ，同样只要环路引入一点噪声， 该噪声就会被无限放大，电路将产生振荡。因此振荡条件可表示为 丁( ) = 月- ( ) 日爿( ) 1( 2 2 ) 式( 2 2 ) 是振荡器能够产生振荡的基本条件，称为b a r l ( 1 l a u s e n 判据。 在振荡器的起振阶段，环路增益丁细) 要大于1 ，保证振荡器能将微小的噪声 放大为稳定的周期性输出信号。当环路中的信号振幅增加到一定程度后，振荡器 中有源器件存在的非线性会限制振幅的继续增加，使得振荡器的输出达到稳定， 这是一个非线性过程。 6 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 2 1 2 振荡器基本形式 振荡器可以按照过去的电路形式分类，如c o l p i t t s 、h a r t l e y 振荡器。另外，还 可以按照在设计过程中采用的方法分类，也就是现在最常用的，如负阻振荡器。 2 1 2 1l c 负阻振荡器 l c 负阻振荡器是把一个呈现负阻特性的有源器件直接与l c 谐振回路相接， 以产生等幅振荡。在我们日常中最常见的就是普通电阻，即电压与电流呈正相关 关系v i o ，也就是该电阻从外界吸收能量。若电压与电流的关系如图2 2 中 所示，即v i ， 图2 5 单端反相环形振荡器图2 6 差分反相环形振荡器 环形振荡器虽然在相位噪声和功耗方面不如l c 振荡器优越，但环形振荡器也 有自己的一些特点邺5 】： ( 1 ) 不需要庞大的电感元件，使得环形振荡器更易于集成。 ( 2 ) 环形振荡器的频率调谐范围较宽，调节方式较为灵活，调节复杂度较低， 只需通过调节延迟单元的延迟时间便可调整环形振荡器的振荡频率。 ( 3 ) 环形振荡器可以方便的得到具有不同相位的振荡信号。如环形振荡器是由 级数为n 的单端延迟单元组成，其振荡频率为厂= 1 2 m ，f 为延迟单元的延迟时 间，相邻延迟单元间的相位差为妒= 厅。 2 2 压控振荡器数学模型 压控振荡器是一种由电压控制其振荡频率的电子装置，可以说是一种由电压 向频率转换的一种转换器，其输出频率是输入控制电压的函数，而且理想压控振 荡器的输出频率与输入控制电压呈线性关系，如图2 7 所示。 ( a ) 振荡器输入输出框图( b ) 压控振荡器特性曲线 图2 7 压控振荡器数学模型 理想情况下，控制电压与输出频率的函数关系为 训= 。+ k 啪 式中，k 啪表示压控振荡器的电压控制增益或灵敏度。 围， q 、国：表示压控振荡器的频率调谐范围。 2 3 压控振荡器性能参数 ( 2 6 ) k 、圪表示电压的控制范 压控振荡器的作用是在控制电压的作用下产生精准的振荡频率。本节所要介 绍的是在设计压控振荡器时设计者所关注的主要技术指标。 第二章压控振荡器设计原理 9 1 频率覆盖范围。振荡器所能达到的最大频率与最小频率的差值。振荡器要求 的调节范围是由两个参数支配的： ( 1 ) 压控振荡器的中心频率随工艺和温度而变化。 ( 2 ) 压控振荡器所要求的频率范围。 2 调节线性度。理想情况下，控制电压与压控振荡器输出频率呈线性关系，也 就是k ，c d 为常数， 如图2 8 所示。 图2 8 非线性的v ：o 压控特性 k 啪的非线性会引入一些非理想效应，使压控振荡器和频率综合器的性能退 化，因此希望在整个调节范围内使k 啪的变化最小。， 3 功耗。与其他模拟电路一样，振荡器受速度、功耗和噪声的限制，需要在它7 们之间进行折衷处理。 4 输出振幅。在设计振荡器的过程中，总是希望所能达到的输出电压振幅越大 越好，因为这样可以减小振荡器的相位噪声。但大的输出振幅是通过牺牲功耗、 电源电压甚至是调节范围来得到的。 5 输出信号纯度。即使有恒定的控制电压，压控振荡器的输出波形也不具备完 美的周期性。振荡器中器件的电子噪声和电源噪声使输出相位与频率含有噪声。 2 4 片上无源器件 在c m o s 工艺刚刚开始使用时，只提供n m o s 器件和p m o s 器件，即使像 电阻或电容这种目前普遍使用的无源器件，在当时也是尽量避免的。随着c m o s 制造工艺的日臻成熟，电感、电容等难以集成的元件也可以被制造加工。 2 4 1 集成电感特性分析 2 4 1 1 片上集成电感 对于平面螺旋电感，通常有方形、六边形、八边形、圆形等，也有采用其他 形式的电感，如堆叠电感、3 d 电感都是在平面电感的基础上附加一些工艺而制成 l o l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 的。普通形式的螺旋电感如图2 9 所示。 回9 正万彤甩悬正六边彤电愿圆彤电愿 图2 9 片上螺旋电感结构 一般来说，圆形结构的电感具有更高的品质因子，但绝大多数的版图设计工 具并不支持这种格式，因此，只能采用正六边形、正八边形等形状来近似。采用 标准c m o s 工艺实现的片上螺旋电感的品质因子都较低，这是由于片上电感存在 各种非理想因素引起的。这些非理想因素包括【1 】： ( 1 ) 形成电感的金属线有限的电导率引起的损耗，高频时由于趋肤效应和其它 的电磁场效应而使得这种损耗更加严重。 ( 2 ) 高频时非绝缘的衬底和电感之间的电磁场相互作用引起的损耗。在现在的 标准c m o s 工艺中，衬底的电阻率一般都很低，衬底损耗将成为限制片上电感质 量的主要因素。 ( 3 ) 金属层和衬底之间存在寄生电容，形成电感的金属线之间也有边缘电容， 这些电容限制了片上电感的自谐振频率。 2 4 1 2 集成电感模型 平面螺旋电感的可用频率范围受限于它的自谐振频率，因为电感与衬底之间 存在寄生电容，该寄生电容与电感便组成了一个并联谐振回路，此谐振回路的谐 振频率便称为集成电感的自谐振频率。只有当工作频率小于此自谐振频率时，集 成电感才对外显感性，当工作频率大于自谐振频率时，它将失去电感的作用，而 对外显容性特性。 平面螺旋电感的感值随频率的变化特征可分为三个区域【3 6 1 ，如图2 1 0 所示的 i 、i i 、i i i 。 i 罗 i i i j 自谐振点 电感灰 f ，由斑仃 妒j 骨匹 图2 1 0 片上螺旋电感的频率特性 第二章压控振荡器设计原理 i 区是片上电感的工作区域，在此区域内，电感的感值基本不变，可以当作电 感使用。i i 区是片上电感的自激振荡之前区域，是电感值变化非常剧烈的区域，而 且感值对频率非常敏感，经历了由正值变为零的过程( 在自谐振点变为零) 。i i i 区是 片上电感的自激振荡之后区域，此区已经呈现容性特性不能当作电感来用了。 片上电感的建模主要有三种方式：用电磁仿真工具进行建模和仿真，如h f s s ； 用分段等效的电路模型建模和仿真；用集总元件进行建模和仿真。 用电磁仿真工具进行建模和仿真是基于场的概念，通过求解一定边界条件下 的w e l l 方程可以精确模拟电感的特性。利用h f s s 等全波电磁仿真工具进 行仿真可以得到高精度的结果，但是其仿真速度慢，对硬件要求高，特别是对于 一些较为复杂的结构更是如此。 分段等效的电路模型相比用电磁场仿真工具较为简单，但当组成螺旋电感的 金属线段较多时，它的规模往往比较大且比较复杂。 。 在对电感的各种损耗机制有了比较深入的理解后，人们可以利用集总元件模 型来模拟电感的行为。如图2 1 1 所示为电感的常用模型【l ，l 引。利用集总元件建立的 电感模型具有计算简单、占用资源小的优点，因此采用较多。 图2 1 l 片上螺旋电感模型 片上螺旋电感的感值可表示为 扛急 ( 2 - 7 ) 式中，p = ( 吃w 一丸) ( 屯+ 叱) ，= o 5 ( 九，+ 叱) ，屯、比分别为片上螺旋 电感的外径和内径，刀为电感的圈数，k 与k ，的取值与电感的形状有关。 考虑到趋肤效应后金属线的寄生串联电阻可表示为 墨= 二可 ( 2 8 ) f 啪( 1 一p 砧) 式中，为构成电感的金属线的长度，仃为金属线的电导率，艿为金属线的趋肤深 度，f 为金属线的厚度。 1 2 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 由于衬底损耗而引起的等效串联电阻可表示为 r ：= 等( 阿) 2 噍p 0 7 z 嚣z ( 2 - 9 ) 式中，盯枷是衬底电导率，锄栅是对归一化之后的螺旋电感与衬底之间绝缘层 的厚度，磊砌是对归一化之后的衬底趋肤深度。 等效并联电容可表示为 c 。：刀形2 垒 。 式中，k 为片上螺旋电感两层交叉金属线之间的氧化层厚度， 电常数。 巳。与c 。：可以表示为 ， 巳。：巳：聊争堕 ( 2 一1 0 ) s 。为该氧化层的介 ( 2 - 1 1 ) 式中，加为电感和衬底之间的氧化层的厚度，s 一为该氧化层的介电常数。 表示衬底损耗的电阻可表示为 r 棚础枷2 赢 衬底寄生电容可表示为 = = 等 式中，吒与均为拟合参数。 2 4 1 3 高品质冈子电感设计原则 ( 2 - 1 2 ) ( 2 - 1 3 ) 在l c 压控振荡器的设计中，电感作为关键元件之一，制约着整个振荡器的品 质因子，对压控振荡器的相位噪声具有很大影响。品质因子的定义一般有三种： ，、回路中储存的能量 r 7 匕一个周期内消耗的能量 ( 2 ) q = 粤 j 3 d b 式中，五为中心频率，工以为3 d b 带宽。 ( 3 ) q = 兰 式中，x 。为电感阻抗的虚部，为电感阻抗的实部。 第二章压控振荡器设计原理 设计一个高品质因子的电感对于l c 压控振荡器的性能至关重要，在设计片上 螺旋电感时应遵循如下原则： ( 1 ) 使用最顶层金属来制作电感。最顶层金属和衬底的距离最大，这将加大电 感和衬底的距离，有效减小引入的寄生电容并减小衬底损耗。 ( 2 ) 金属线之间保持工艺允许的最小间距。这样可以增加电感之间的磁耦合量， 使电感之间的互感增大，从而增加电感量。 ( 3 ) 使用空心螺旋电感。由于高频时产生的涡旋电流在中心处引入很大的损耗， 而靠近中心的金属线对电感的电感量贡献很少。 。 ( 4 ) 形成电感的金属线的宽度不能过宽。虽然较宽的金属线可以使与电感串联 的寄生电阻阻值降低，但增加金属线的宽度将占用更多的芯片面积，各种损耗也 相应地增大。而且高频时由于趋肤效应，增加金属线的宽度并不会显著地降低金 属线的寄生阻抗。 ( 5 ) 使用放射状地隔离层【l 。在片上集成螺旋电感和衬底之间加入接地隔离层 从而把螺旋电感和衬底隔开，降低了衬底和电感之间电磁场的相互作用。 2 4 2 可变电容性能分析 2 4 2 1 可变电容基本特性 l c 压控振荡器中，频率选择是由l c 谐振回路完成的。集成电路中片上集成 电感的感值是很难调节的，一般通过调节电容值来达到频率的调谐作用。在控制 电压的作用下，可变电容的容值在最大容值和最小容值之间变化，因此，l c 压控 振荡器的振荡频率便在式( 2 1 4 ) 、式( 2 1 5 ) 所限定的范围内变化。 厶2 赢 q 。1 4 、- 、。“ l 。志 ( 2 - 1 5 ) 理想的可变电容具有无穷大的品质因子，且具有线性的电容电压曲线。但实 际可变电容的非理想效应使其偏离了理想情况，并且可变电容的非线性特性还会 对v c o 电路的相噪产生影响【1 6 1 。 2 4 2 2m o s 变容管 m o s 变容管是l c 压控振荡器中常被用作可变电容的器件，按照偏置方式的 不同可以工作于耗尽区、反型区、积累区。图2 1 2 ，图2 1 3 ，图2 1 4 分别给出了 1 4 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 工作于不同工作状态的m o s 变容管的特性。 ( a ) m o s 变窖管剽面圈 ( b ) m o s 变客管g v 曲线 v 图2 1 2d = s = b 形式m o s 变容管结构及c v 曲线 图2 1 2 中m o s 管的源、漏、衬底三者连在一起，当栅源电压从n 变化到零 时，m o s 管将经历积累区、耗尽区、反型区的所有状态，各个状态下具有不同的 容值特性。在这种偏置状态下，电容值随电压的变化不是单调的，这种特性在l c 压控振荡器电路中是很难应用的。 ( a ) m o s 变容管剖面图 ( b ) m o s 变容管c v 曲线 v 图2 1 3 反型区m o s 变容管结构及c v 曲线 图2 1 3 描述的是工作于反型区的m o s 管及其电容电压变化曲线。其工作特点 是m o s 管的衬底电位接了电源电压，从而使m o s 管中的p n 结始终处于反偏状 态，沟道中不会积累电子，因而其电容电压的变化曲线呈单调特性，但电容随电 压的变化较剧烈，可用电压范围较小。 ( a ) m o s 口日d 口口 ( b ) m o s od dc d v 图2 1 4 积累区m o s 变容管结构及c v 曲线 图2 1 4 描述的是工作于积累区的m o s 管及其电容电压变化曲线。其工作特点 是在n 阱的源漏区注入的不是三族元素而是五族元素，因而其沟道中始终存在着 电子，限制了空穴的产生。在其电容值较大的变化范围内，其控制电压的变化范 围也较大。 第二章压控振荡器设计原理 在上述三种m o s 变容管中，后两种m o s 管的c v 曲线是单调变化的，而第 一种m o s 变容管的c v 曲线是非单调变化的，因此在选择m o s 管做容抗管的设 计中后两种m o s 管更受到设计者的青睐。由于积累型m o s 管沟道中始终处于多 子导通状态，沟道电阻较小，因此具有较大的品质因子。从c v 曲线上来看，其 容值随控制电压的变化较缓，因而具有较好的线性度。对于反型区的m o s 管，由 于其工作在反型区，沟道始终处于少子导电状态，使其沟道电阻较大，因而品质 因子较积累型m o s 管低。而且从c v 曲线上来看，其容值随控制电压的变化较剧 烈，控制电压范围较小。 综合以上分析比较，本论文中选择了t s m c0 1 8 肛mc m o s 工艺提供的积累型 m o s 管作为变容管。 2 5 1 相位噪声概述 2 5 压控振荡器相位噪声分析 相位噪声是压控振荡器中最核心的指标，一个压控振荡器设计的好坏关键取 决于其噪声性能。一个理想振荡器的输出是一个频率为。的正弦信号，如下式所 示 圪叫o ) = 彳s i n ( o f + p ) ( 2 一1 6 ) 式中，a 是振荡信号的幅度，9 是参考相位，它们都是常数，其输出频谱是一个在 处的无限冲击函数，如图2 1 5 ( a ) 所示。 j 6 ( m 一。) ( a ) 理想正弦信号频谱 l 。 l h z f b l 实际信号频谱一 图2 1 5 振荡器频谱特性 但在实际的振荡器中，振荡信号的幅度和相位会受到噪声的扰动，这时的振 荡信号可表示为 ( f ) = 彳o ) s i n ( 国o f + p ( r ) ) ( 2 - 1 7 ) 振荡信号的幅度和相位均是时间变量的函数，经频率变换后的输出频谱也不 再是在处的冲击函数，而是在靠近振荡频率处出现了扩展的边带，如图2 1 5 ( b ) 所示。 由于实际工作的振荡器都存在一个自限幅机制，幅度扰动会受到高度衰减， 1 6 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 因此噪声对振荡器性能的影响主要表现在对相位噪声的扰动上。相位噪声就是用 来衡量噪声对振荡器相位的扰动性能的，它定义为在偏离载波频率一定频率国 处单位带宽内的噪声功率与载波功率之比，其单位为d b c h z ，其表达式为 删= 1 0 1 0 9 ( 篮铲) ( 2 - 1 8 ) 2 5 2 相位噪声模型 1 l e s s o n 模型 l e s s o n 模型是较早提出的一种分析振荡器相位噪声的模型，也是迄今为止最 有名的相位噪声模型，它是基于线性时不变系统的，其表达式如下所示 删_ 1 0 1 0 9 警【1 + 盎) 2 】( i + 誓) ( 2 _ 1 9 ) 1 蹭 一匕一一 式中，f 表示负阻电路在( ) 区对相位噪声的贡献，它是一个实验参数； 1 + ( 2 q m ) 2 中的1 表示输出缓冲电路或测试设备本身引入的噪声基底，而 ( 1 + 唧，) 描述了振荡器在( 国) - 3 区的相位噪声性能，3 是( ) - 3 与 ( ) - 2 区的分界点，l e s s o n 认为它等于振荡器中有源器件的j 矿角频率。 利用l e s s o n 模型可以观察到相位噪声的三个区域，如图2 1 6 所示。 图2 1 6l e s s o n 模型相位噪声曲线 从图中可以发现，这三个区域为：与偏移频率立方成反比的区域称为( ) 3 区，与偏移频率平方成反比的区域称为( ) - 2 区，与偏移频率无关的区域称为平 坦区。 l e s s o n 模型很好的预测了振荡器的相位噪声行为，而且其数学表达式简单， 因此得到了广泛应用。但l e s s o n 模型中包含了一个实验参数f ，它需要进行实际 测量后拟合得到，因此l e s s o n 模型对于预测振荡器的相位噪声显得无能为力，这 是l e s s o n 模型最大的问题所在。针对l e s s o n 模型的预测能力差的缺点，r a e l 等人 对l e s s o n 模型的缺点做出了改进【3 7 1 ，以电路参数代替了实验参数f 。 2 脚i 模型 第二章压控振荡器设计原理 l e s s o n 模型是针对l c 振荡器提出来的，对于环形振荡器并不适用，r a z a v i 提出了一种新的模型【1 3 】，可以用来描述环形振荡器的相位噪声性能。这种模型的 关键是定义环形振荡器的品质因子，一旦定义了品质因子，那么就可以利用l e s s o n 模型来求取环形振荡器的相位噪声。r a z a v i 将振荡器的开环品质因子定义为 q = 导臃 式中，4 为环路增益的幅度，为环路增益的相位。 r a z a v i 将环形振荡器( ) - 2 区的相位噪声定义为 ( 2 2 0 ) 悱警磕) ( 2 - 2 1 ) 式中，是延迟单元级数的函数。 i i 模型中假设了振荡器是线性工作的，但从推导的公式中可以发现，为 了使相位噪声最优，要求振荡器有很大的振荡幅度，因此，这就迫使延迟单元中：! j 的晶体管工作在非线性状态下。这就导致了r a z a v i 模型的实用性较差，l i a n gd a i 等研究者对该模型进行了补充【3 8 1 ，使之在非线性状态下也能很好的符合实际情况。 3 h a i i m i r i 模型 l e s s o n 模型和r a z a v i 模型都是假设电路工作于线性时不变状态的，但实际上 振荡器往往工作在非线性时变状态，h a i i m i r i 模型【6 ，8 】便是在振荡器工作在非线性时 变状态下推导出来的。 在研究噪声时，振荡器可以被看作以噪声源为输入，振荡信号的幅度和相位 为输出的系统。对于每一个噪声源和输出信号，振荡器都可以被看作单输入、单 输出的系统，如图2 1 7 所示。通过研究这两个系统的脉冲激励函数，可以了解噪 声对幅度和相位的时域和频域的扰动情况。 o o 图2 1 7 幅度相位脉冲响应模型 为了说明图2 1 7 中的系统是时变的，考虑图2 1 8 中的理想l c 振荡器。如果 螂 。 柳 o 1 8 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 注入一个电流脉冲f ( f ) ，振荡器的幅度和相位将受到扰动，它们对注入电流脉冲的 响应与注入时间有关。图2 1 8 给出了在不同时刻注入电流脉冲对振荡器输出信号 振幅和相位的影响。注入电流只会引起电容上的瞬时电压变化，不会影响电感上 的电流，电流脉冲所引起的瞬时电压变化为 y ：笪 ( 2 2 2 ) c t m 式中，g 是电流脉冲注入电路中的总电荷，是注入节点的总电容。 讹) o f i 叁v of 、 l、风八 。 o炒vw f 、j l严碉门。 ov 秽vf 图2 1 8 振幅和相位受扰动情况 从图2 1 8 中可以看出，注入电流脉冲在不同时刻注入电路对振荡器的影响是 不同的。如果电流脉冲是在电容上的电压达到最大时注入，则电流脉冲仅改变信 号的幅度，不会对振荡信号引入额外的相移。如果电流脉冲是在电容上的电压经 过零点时注入，则电流脉冲对振荡信号相移的影响达到最大，不会影响振荡信号 的幅度。在其他时刻注入，电流脉冲对振荡信号的幅度和相位同时发生影响。对 于实际应用中的振荡器，由于电路中存在非线性限幅机制，这种机制可以保证振 荡信号的幅度受到扰动后经过一定时间后回到稳定状态，整体上来看，噪声对振 荡信号的幅度是没有影响的。但对于振荡信号的相移来说，注入信号会引起振荡 信号相移的阶跃变化，而且这种影响会持续下去，并不会自行消除。 当注入电荷量增加一倍时，它对振荡信号相移的扰动也会增加一倍，这里假 设注入脉冲对振荡信号相移的影响是线性时变的。电流脉冲的脉冲响应是一个与 注入时刻有关的阶跃函数，阶跃函数的幅度正比于注入的电荷量，其单位脉冲激 励函数可以表示为 ( 纠：些塑“o f )( 2 2 3 ) g m 式中，g 嗽表示注入节点电容上的最大电荷量，”o ) 是阶跃函数，r ( x ) 为脉冲敏感 第二章压控振荡器设计原理 1 9 性函数( i s f ，i m p u l s es e n s i t i v i t yf u l l c t i o n ) ，它是一个与频率和幅度无关的周期性函 数，周期为2 7 r ，包含有在相位硅芒入的脉冲对振荡器的扰动敏感度信息。i s f 与 振荡波形有关，需要通过仿真波形来确定。知道i s f 后，利用叠加积分方法，任 何噪声信号对相移的影响可以表示为 m1 ( p o ) = i ，o ，r y ( r ) d f = 二一ir ( a r ) f ( r ) d r ( 2 2 4 ) 一 g 一 式中，f 0 ) 表示注入电路各节点的输入噪声电流。 由于i s f 是周期性的，它可以展开为傅立叶级数的形式，如下式( 2 2 5 ) 所示 ， r ( f ) = 鲁+ 乞c o s f + 乱) ( 2 2 5 ) h = i 式中，厶是傅立叶系数，它是一个实数；巩是n 阶谐波的相位。由于各噪声成分 之间是不相关的，因此它们各自对相移的影响也是不相关的，在分析中可以将或忽 略。 将式( 2 - 2 5 ) 带入式( 2 - 2 3 ) 中，可得 ( ，) = 【粤工。的矽r + 竞厶工。c 。s 咖p 矽r 】 ( 2 2 6 ) y m “ 月= l 因此，只要知道了i s f 的傅立叶系数，任何注入脉冲对振荡器振荡信号的相 移便可以计算出来。从式( 2 2 6 ) 可以发现，由于注入电流对相移的影响是时变的， 注入电流对相移的影响可能发生频率转换操作。为了进一步说明，这里给振荡器 注入一个正弦型电流信号，它的频率靠近振荡频率的整数倍，如下式所示 f ( f ) = lc o s ( ，z o + y( 2 - 2 7 ) 式中， 。将式( 2 2 7 ) 带入式( 2 2 6 ) ，当，z 聊时积分为零，化简后可得 嘶) 学 ( 2 - 2 8 ) z g m “ 因此，尽管注入电流的频率靠近振荡频率的整数倍处，相移的频谱在 处包含有两个相等的边带，即注入脉冲对相移的影响产生了频率转换操作，这是 h 萄i m i r i 模型里很重要的一个观点。 将式( 2 2 8 ) 带入式( 2 - 1 7 ) 中，并忽略扰动对振幅的影响，可以得到两个在 频率处的相等的边带，其边带功率与载波功率之比为 ( 叫 1 0 1 0 9 乏墨) 2 ( 2 。2 9 ) 2 0 l 波段l c 压控振荡器和高速二分频电路的研究与设计 以上结果可以推广到更通用的情况，对于白色热噪声毒鲈所表示的振幅项可 以对l 项进行替换，从而可以得到白色热噪声所引起的边带噪声功率与载波功率 之比为【6 ，8 1 ( 幽m o l o g ( 器) ( 2 - 3 。) 上v ， 2 式( 2 2 9 ) 和式( 2 3 0 ) 说明位于振荡频率整数倍附近的噪声会经上变频或下变频 作用转移到载波频率附近，如图2 1 9 所示。 图2 1 9 电路中噪声转化为相位噪声的过程 根据p a r s e v a l 定理可得 帮= 脚1 2 出= 2 巴 卅皇0 ， 将式( 2 31 ) 带入式( 2 3 0 ) 中可得 i ： m 咖川嘁砉盖， 此公式说明了( ) 之区域的相位噪声特性。 对于j 噪声，其噪声电流可以表示如下 瓦= 虿尝 式中， 。，q ，表示器件的j 矿角频率。将式( 2 - 3 3 ) 带入式( 2 3 0 ) 中，在低频 下仅直流部分会产生贡献，可得 、，、，、， l 2 3 3 3 3 - - 2 2 2 第二章压控振荡器设计原理 2 l 、矗 荆删咄丢怨等， p 3 4 ， 从式( 2 3 4 ) 中可以发现，相噪与频偏的三次方呈反比关系，其表现了( ) _ 3 区 的特性。 令式( 2 3 2 ) 和式( 2 3 4 ) 相等便可以求出( 国) - 3 区的拐角频率如下 国形，= 小粝，蓦 ( 2 - 3 5 ) 式( 2 - 3 2 ) 和式( 2 - 3 5 ) 描述了振荡器的相位噪声特性，也是h 面i m i r i 模型里最重要 的部分。从式( 2 3 5 ) 中可以发现，( ) _ 3 区的拐角频率并不等于器件本身的j 矿噪 声，二者之间有一系数差别。从以上的式子中也可以发现，i s f 与