（微电子学与固体电子学专业论文）10位cmos流水线型adc中的低功耗设计.pdf

摘要 集成电路己经进入系统级芯片( s o c ) 阶段。在通信、视频处理等混合信号系统 中，高速、低功耗a d c 是一个十分关键的部分。与其他结构相比较，流水线( p i p e l i n c d a r c h i t e c t u r e ) a d c 结构的特点是既能实现高速又能实现相当高的分辨率。本设计采 用0 1 8g ml p 6 mc m o s 混合信号生产工艺，实现转换精度为1 0 比特、转换速率 为4 0 m h z 的，d 转换器。 本文首先对流水线型模数转换器电路作了系统的介绍，对a d c 中的功耗抑制 技术进行了理论分析，同时提出了从结构到电路的低功耗流水线型a d c 设计方法 和标准：1 采用s h a - l e s s 设计，降低了a d c 的级数。2 选择最优的单级分辨率及电 容逐级递减，从而降低了功耗。3 对电路核心模块运放和比较器进行功耗优化设计。 最后通过c a d e n c 是设计软件完成了1 0 比特流水线型a d c 电路的设计。采用中 芯国际( s m i c ) o 1 8i x mi p 6 mc m o s 模型进行版图后仿真。在最终的芯片测试结果 中，输入信号为9m h z ，采样频率为4 0m h z 时，转换精度能够达到8 7b i t 有效位 数满足系统要求。在1 8v 电源电压下的功耗为4 8m w 。 关键词：流水线型模数转换器 互补金属氧化物低功耗 2 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fi cd e s i g na n dp r o c e s s ，t h ei n t e g r a t e dc i r c u i th a v ee n t e ri n t ot h e s y s t e m - o n c h i p ( s o c ) s t a g e i nt h ec o m m u n i c a t i o n s ，v i d e op r o c e s s i n g , a n d o t h e r m i x e d - s i g n a ls y s t e m , t h eh i g h - s p e e d ，l o w - p o w e ra d ci sav e r yc r u c i a lp a r t c o m p 捌w i t h o t h e r s i i u c t u 它s ，p i p e l i n ea d cs t r u c t u r ec a na c h i e v eb 0 也l l i g h s p e e da n dv e r yh i g h r e s o l u t i o n s i nt h i sp a p e r , a1 0b i t4 0mp i p e l i n e da d cw a sd e s i g n e di ns m i c0 1 8p l n p r o c e s s t h ef i r s tc h a p t e ro f t h i sa r t i c l em a d es y s t e m a t i ci n t r o d u c t i o no f a d c ，t h e nd i s c u s s e dt h e d e s i g nm e t h o d o l o g ya n dc r i t e r i ao nl o w p o w e rd i s s i p a t i o nh i g h s p e e dp i p e l i n e da d c t h r o u g ht h e o r e t i c a la n a l y s i so fp o w e rr e s t r a i n o fa d c w ew i l l p r e s e n tt h ed e s i g n c o n s i d e r a t i o nf r o ma r c l l i t c c t u 陀t oc i r c u i t 1 w ep u tt h ee m p h a s i so i ls h a l e s sf r o n te n d s t r u c t u r e ，2 o p t i m i z e dr e s o l u t i o np e rs t a g e sa n ds t a g es e a l i n g 3 i nc i r c u i tl e v e l ，t h ep o w e r o p t i m i z a t i o nw a sp e r f o r m e df o r t h ec o r em o d u l e so f o p e r a t i o n a la m p l i f i e ra n dq u a n t i z e r u s m gs m i c ( s m l c ) o 18l a i n1 p 6 mc m o sp d k a st h ep o s t - s i m u l a t i o nm o d e l ， t h et e s tr e s u l tr e v e a l st h a tt h ea d cd e s i g n e dw i t ht h i sm e t h o da c h i e v e st h e8 7b i ta tf u n s p e e do f 4 0 m h zw h e ni n p u tf r e q u e n c yi s9m h z t h ep o w e ri s4 8m w k e yw o r d s ：p i p e l i n e da d c ，c m o s ，l o wp o w e r 长春理工大学硕士学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的硕士学位论文， - 一“嚣裟盛篙 i l m n j o s o 啼训冼 _ 一4 嚣黑：瓣“ f ( 枞a t c o n v e r s t o n ：。：川矗：厂_ 照忑盂赢， l n 朋1 c ! 巴广一掣竺警竺j 图1 4 模拟设计流程图 本设计流程的优点在于通过e d at 具自动形成s p 仃e 格式的网表，省去了手工 编辑网表或者通过导出c d l 文件进行改动网表的麻烦操作，并且保证网表的绝对正确 性，大大提高了工作效率用。 1 4 本篇论文的内容安排 本论文的主要工作是研究1 0b i t 流水线型a d c 功耗的产生及其优化方法。第一章 主要介绍了模数转换器的应用、发展过程。第二章介绍了流水线型a d c 的工作原理与 基本结构。第三章从五个方面研究降低流水线型a d c 功耗的方法。第四章对设计进行 仿真和芯片测试。最后为总结 第二章流水线型a d c 结构 2 1 加e 的分类 a d c 在结构上有多种分类，其应用范围也有所不同。按采样频率划分为奈奎斯 特( n y q u i s t ) 采样a d c 和过采样( o v e r s a r n p l i n g ) a d c ：按结构：兮为串行a d c 、并行 a d c 和串并行a d c ；按速度分为低速、中速和高速。不同结构的a d c 有不同的速度 和精度。常见的低速a d c 有型a d c 、逐次逼近型( s u c c e s s i v e a p p r o x i m a t i o n ) a d c 、 积分型( i n t e g r a t i n g ) a d c 、迭代算法( 1 t e r a t i v ea l g o r i t h m i c ) a d c 。中速a d c 有流水 线( p i p e l i n e d ) a d c 、分段( s u br a n 舀n g ) a d c ，高速a d c 有快闪( f l a s h ) a d c 、折 叠( f o l d i n g ) a d c 、时间交织( t n u - r l e a v i n g ) a d c 、内插( i n t e r p o l a t i n g ) a d c 等。他 们的应用范围如图所示： 图2 1 各型a d c 的工作频率图 当采样频率为输入信号频率的两倍或更大时，称之为奈奎斯特采样率。使用这种 采样方式的a d c 为奈奎斯特采样a d c 嗍。在实际电路中大多采用1 5 倍到1 0 倍的奈 奎斯特采样率。郎采样频率为3 到2 0 倍的输入带宽。在奈奎斯特a d c 中，按转换速 度与精确度，可以将其分为三大类： ( 1 ) 快速a d c ：这是最常见也是最基本的奈奎斯特采样a d c ，如快闪型( f l a s h ) ， 两步型( t w o - s 。e p ) ，折叠型( f 0 1 d i n g ) ，流水线型( p i p c l i n d ) ，都是直接比较然后输出， 此类型舡) c 转换速度较快。但分辨率不易提高，而且功耗与芯片面积较大。 ( 2 ) 中速a d c ：此类型a d c 主要为逐次逼近型( s u c c e s s i v ea p p r o x i m a t i o n ) ，运算 型( a l g o r i t h m i c ) 。主要采用一种二进制搜索的办法，从高位到低位逐渐逼近输入信号。 一般工作在几十l ：- l z 到几百k h z , 常用与测量方面。 ( 3 ) 低速a d c ；此类型a d c 转换速度较低但分辨率很高，适用于变化缓慢而要求 精度较高的信号，主要结构有双斜率( d u a l s l o p e ) 和多斜率( m u l t i s l o p e ) 。 过采样a d c 又称三角积分型( s i g m e - d e l l a ) a d c 。其采样频率比奈奎斯特采样率 快，典型值为输入频率的8 至5 1 2 倍。它是利用噪声转移( n o i s es h a p i n g ) 和过采样频 率( o v c r - s a m p i a g ) 来提高信噪比( s n r ) 。 6 总之，f l a s ha d c 在现有的结构中速度最快，但随着分辨率的增加，内部元件数目 呈几何级数上升，同时对电阻等元器件精度和匹配特性提出严格的要求；折叠式a d c 应用折叠和插值技术纠正了全并行结构中电路规模指数增长的缺点，但折叠处理限制 了信号带宽，并且对晶体管的跨导和匹配特性提出了很高的要求，迭代算法a d c 虽然 有较高的分辨率和较小的面积但速度慢。与上述结构相比，流水线结构通过在迭代算 法a d c 的各级之间引入采样保持放大器( s a r a p l ea n dh o l da m p l i f i e r ，s h a ) 电路，使 得迭代算法a d c 可以并行工作，大大提高了转换速度，在实现较高精度的模数转换时 仍然能保持较高的速度和较低的功耗，是一种可以实现高速高分辨率模数转换的结构。 因此t 在设计几十兆到上百兆采样率，8 1 4 b i ta d c 时，通常选用流水线结构。本次课 题中，所要求a d c 的分辨率为1 0b i t ，采样率为4 0m ，所以决定选用p i p e l i n ea d c 的结 构实现。 2 1 1 快闪型( f i a s h ) a b c 快闪式a d c 属于平行式a d c 的一种，是a d c 最基本也是最快速的一种。它包含了2 ”1 个比较器和电阻串、译码器等。实现了位精度。通过与串联电咀分压得到所有比较 器的参考电压。比较器输出温度计码，通过译码器转换为二进制码，通过暂存器，接 至输出驱动级输出。 f l a s h a d c 盼优点是：速度快。只需要一个时钟周期就可以比较出输入电压落在 哪两个参考电压值之间，因此f l a s h a d c 是所有a d c 结构中工作速度最快的。目前6 b i t h a s ha d c 的转换速度高达2 g h z o l 。 f l a s ha d c 的缺点是： ( 1 ) 面积大，功耗大。由于比较器的数目与a d c 分辨率成2 的幂指数关系，因此 其功耗很大。如8b i t f l a s ha d c 需要2 5 6 个比较器，1 0b i t f i a s ha d e 需要1 0 2 4 个比较 器。 ( 2 ) 精度有限。以1 0b i t f l a s ha d c 为例，比较器的失调范围必须小于v 。2 ”，如 为1 v ，则失调范围小于l m v 而工艺上的失调是难以控制的。而为了减小这些失调所采 用的前级运放、二二艺补偿等技术也会产生额外的功耗【i o h l 2 1 。 2 1 2 两步法( 伽w - s t e p ) a d c 。 模 v 盈2 2 两步法 d c 结构图 两步结构a d c 分两步进行模数转换，如图2 3 所示，先用一个粗分f l a s h 7 a d c 得到高n lb i t ，然后将n ib i t 作数模变换。得到的模拟值与原信号相减，所得 余量放大2 m 倍，最后用一细分f l a s ha d c 将放大后的余量作模数变换得到低n 2 b i t 。 与f u l l - f l a s h a d c 相比，两步结构a d c 大大减小了比较器的数目，需要2 2 n t 2 个比较器，具有功耗低，芯片面积小，电容负载小，对比较器失调的敏感度小的特点。 而且两步结构还能提高a d c 的精度，达到1 0b “以上。但是电路中存在采样保持电 路，限制了a d c 的最高转换速度【1 0 l 。 两步结构a 工) c 是常用的高速中等精度a d c ，典型指标为1 0b “以上，几十一 几百m s s ，常用在视频信号采集等领域1 1 3 】【1 4 1 。 2 2 流水线型a d o 结构与原理 2 2 1 流水线型a d c 的基本结构 流水线( p i p e l i n e ) a d c ，就是将多个a l g o r i t h m i ca d c 串连起来，使每次可以输出 多个码字，从而大大提高了采样率。其结构图如图2 3 所示。流水线每一级都是一个 a l g o r i t h m i ca d c ，都包含采样保持、子a d c 、子d a c 、减法器、余量电压放大器等， 为了节省版图面积和功耗，可以根据每一级对于分辨率的不同要求选择每一级的运放 增益和带宽，但结构是一样的，从高位到低位依次算出数字输出码。在第一个数字输 出经历k 级延迟以后，每个时钟都会产生数字输出从而大大提高了a d c 的采样率。 图2 ，3 流水线型a d c 的结构图 2 2 2 流水线型a d c 的原理 当前一级处亍采样状态时，后一级为保持状态，输出码字。他们之间的逻辑关系 如图2 4 所示1 1 5 l 哺l 。图中的s 1 、s 2 和s 3 分别为s t a g e l 、s t a g e 2 和s t a g e 3 。d a c + r a 又称为m d a c ，是每一级中的数模转换器和剩余电压放大器。p i p e l i n e da d c 使用两相 不交叠的时钟中1 、中2 。m 1 为l 时刻，从输入端输入一个模拟信号v m ，s t a g e l 进行采 样。m l 、m 2 同时为0 的时刻，s t a g e l 的比较器产生数字输出。当第一个时钟周期的第 二相m 2 为l 时，s t a g e l 根据数字输出产生相应的剩余电压v i ，s t a g e 2 对v i 进行采样。 8 在第二个时钟周期，0 1 、0 2 同时为0 时，第二级比较器输出数字码。当o l 为1 ，q ) 2 为0 时s t a g e l 采样，s t a g e 2 根据数字输出产生相应的剩余电压、r 2 ，同时s t a g e 3 对v 2 进行采样。依次类推，各级之间采样和产生剩余电压交替进行，每个时钟周期都会有 数字码输出。 m 2 s 1c o m p a r e s 2c o m p a r e s 3c o m p a r e 图2 4 流水线型a d c 的各级逻辑时序图 设流水线a d c 共分k 级第k 级的子a d c 输出的数字位为从第限，级输出 的模拟信号为k ，子a d c 根据圪的值得到相应的数字输出d 倍卢( b i i k i b i l l c 2 b l b o ) ， 其中，h 是第j 级第甩个输出数字的值，为o 或l 。假设该流水线a d c 共分3 级，每 级产生2 个码字，分别为d 。仃j - - - - - - 0 1 l ，d r 2 j = 1 0 1 ，o ) = 1 1 0 ，则最后 总的数字输出为0 1 1 1 0 1 1 1 0 。攻依据d ( k + 1 ) 的值，加上或减去相应的模拟量v 琅+ ，。，将其平移到适当的值坎+ ，然后剩余电压放大器将攻+ ，放大2 “倍。下面举一个 2 b i t 子a d c 的例子，来说明v a t + lj 。的大小。如图2 5 所示，下横坐标为输入电压的 范围，纵坐标为输出电压的大小，与每一段横坐标相对应的上横坐标的数字( 即o ，1 ， 2 ，3 ) 为对于被放大4 倍的输入电压所减去的电压值，例如，v h 为l ，1l 时， l ，j 圪= 4 圪一3 p 0 ，此时这一级的输出码字为1 1 1 7 1 4 1 8 】。然后蚝传x - f - - 级继续进行类似 的处理，直到最后一级得到所有的输出码字，然后相加，得到最后的数字输出。 d i g i t a lo u t0 0 0 11 01 1 图2 5 数字输出特性曲线 目前流水线a d c 精度最高达1 5b i t 。此外，流水线结构a d c 面积小，比较器数目 9 为2 ”k 的量级。以一个9 缓每级1 5b i t 的1 0 b i t a d c 为例。前8 级每级输出1 5b i t ，有0 5b i t 的冗余，每级需要2 个比较器。最后一级输出2b i t ，需要3 个比较器，共需要1 9 个比较器。 流水线结构还具有较小的功耗由于信号被逐级放大，所以各级荒水线的功耗( 主要 是运放的增益和带宽) 可以逐级减小【1 9 1 2 0 1 。 2 2 3 数字校正技术 从前面的分析可以发现，由于比较嚣失调引入的误差会使最终韵输出的特性益线 出现丢码的现象。为了防止这一问题，我们在子a d c 的前1 - 8 级输出中引入冗余位来 对比较器失调进行校正。 为了阐述数字校正原理，我们仍然以每级2 位流水线结构a d c 为例来说明。图为 理想传输函数。从图( a ) 中可以看出每一级输出到下一级的信号是满幅度的，如果子 a d c 和子d a c 出现误差，则输出就会超出士v 耐，如输出超出了下_ 级输入范围，使 部分信息丢失。为了使转移特性曲线不会由于比较电平的失调而导致下一级的输入信 号饱和，在子a d c 每一段转移煞线的中闯加一个比较器，使每一段馥线的输出范围变 为f s ，如图( b ) 所示： ) l弋 i 一| 吣fl7 | |j |_y | | t k ( l 1 2 0 l j ) 1 咖0 0 10 1 00j l1 0 0 1 0 i1 1 0 1 瑚强 o f f s e t ( ) ( a )( b ) 图2 6 子a d c 含冗余位的特性益线 将转移特性曲线向下平移整个转移特性曲线仍然是线性的，不会影响它的传输 特性，平移的结果如图( b ) 所示。设 ，则理想的数字输出应该为1 1 0 ，下一级 的理想输出为0 0 1 。当比较器的基准电平向右偏移时转移特性曲线在 圪 处所对应的匕 ，但输出仍然在整个动态范围以内，此时的数字输出 为l o l ，下一级的输出为1 0 1 1 2 2 - 2 4 1 。每一级实际输出为2 位，有一位的冗余。将下一 级码字右移两位相加，如图所示，则为理想输出与校正后的输出码字相同为1 1 0 0 1 。从 输出结果可以发现。尽管比较器出现失调误差，但并没有出现误玛。 l e 叭，。一：o，一： 一 1 1 0 + 0 0 1 1 1 0 0 1 1 0 1 + 10 1 ( a ) i d e a l( b ) r e d u n d a n yc a l i t - l e 图2 7 仙c 余量输出 因此，采用带冗余位的子a d c 结构。同样，当每级输出为l b i ! 时，冗余位为o 5 b i t 。 与上面所分析的每级输出2b i t 结构的区别是，此时每级输出为2 位二进制表示的3 个 码字，为l o g ，3 = ：5 $ b i t ，将所有级的输出结果右移一位，错开相加即可得到a d c 的 最终结果，该结构可以消除一定范围内的比较器失调。 2 ，3 流水线 d c 主要的非线性及其产生原因 流水线a d c 主要有3 种非线性：噪声、静态非线性和动态非线性。噪声主要是电 路中的热噪声。静态非线性包括电路失配、直流偏移、与信号无关的电荷注入、闪烁 噪声以及运算放大器的增益有限性等2 5 - 1 2 7 1 。动态非线性包括：频率混迭、抖动噪声、 与信号有关的电荷注入、比较器的有限动态精度以及运算放大器有限的摆率和增益带 宽。以上这些非线性可以通过选择合理的电路结构、合理的采样电容大小以及选择合 适的运算放大器指标达到很大程度上的避免。 为了解释各种误差产生的影响及原因，这里采用一个每级输出2 b i t 的流水线a d c 作为例子【1 5 1 羽吼。每一级中的子d a c 为f l a s hd a c ，则每级输出为2 b i t 的d a c 共有3 个比较电平，分别为1 2 v , 。t 、0 、1 2 v ，咖剩余电压放大器的输出共分4 段，如图( a ) 所示。对于每级两位的a d c ，由于输入电压被比较器分成2 2 = 4 部分，则它的输入电 压放大倍数为4 倍，对应每一段数字输出的模拟输入信号都被放大到f i i i i a l c 。假设 该剩余电压为第级输出，则输出数字位的最高两位，此a d c 总的模数转换输出如图 ( b ) 所示1 2 9 h 3 ”。当a d c 转换器受到各种误差影响时，输出数字码将不再是图( b ) 的转移特性，而会出现各种的非线性，如丢码、误码、非单调性等。 哟剩余电压放大器理想a d c 转换特性 图2 8 每级输, m , 2 b i t 流水线a d c 理想的转换特性曲线 2 3 1 比较器失调 a d c 每一级的f l a s hd a c 的比较器会由于精度的有限性或判决电压的偏移产生错 误的输出，如图( a ) 所示，0 0 到0 1 的判决电压弓变为一去，0 1 到1 0 的判决电压0 偏移到丢，1 。到1 1 的判决电压从三2 儿变为三4 巳 j ，当该剩余电压为第一謦输出时， 则输出数字码的特性曲线上出现t - - = 个丢码( m i s s i n gc o d e ) 的区域，如图( b ) 所示。这 是由于判决电压的偏移使剩余电压的范围超出了下一级a d c 的动态范围，使这部分电 压所包含的信息由于饱和而丢失，因而出现了丢码。 他r ) ( a ) 剩余电压输出特性c o ) a d c 总的输出特性曲 图2 9 考虑a d c 第一级比较器判决电压偏移 2 3 2 子d a c 中剩余电压放大器的增益误差 对于一个给定的流水线单级电路，剩余电压放大器的增益误差可以导致剩余电压 1 2 大于或小于下一级的转换范围。图2 1 0 说明了这种问题的原因及结果。图( a 1 中的3 组 曲线分别为理想情况、增益偏大和增益偏小3 中情况。图( b ) 为a d c 的最终转换结果， 从图中可以看出，增益偏小时，会出现丢码和误码的情况；增益偏大会由于饱和出现 大量误码甚至非单调的特性口z j _ 1 3 ”。在用开关电容实现的子d a c 中，剩余电压放大器 的增益误差主要田两种原因造成：( i ) 采样电容和反馈电容的失配。( 2 ) 运放直流 增益的有限性。 s m a l l e rg o i n 。l a r g e rg a i n o u t 谳0 1 小一一 ( a ) 子d a c 输出特性c o ) a d c 输出特性眭线 图2 ，1 0 剩余电压放大器有增益误差的输入输出特性曲线 ： 2 3 3 热噪声 ： 热噪声是a d c 最基本的随机误差产生源。在处理模拟信号的过程中，a d c 的各 模块产生热噪声。由于热噪声的随机性，这种误差不能通过模拟或数字的自校准技术 来减小。为了减少开关电容在导通时由于开关的导通电阻产生的热噪声，通常采用较 大的采样电容。 在a d c 中有两类最主要噪声：热噪声和炸噪声。热噪声是白噪声，是宽带电路 ，j 中起决定作用的噪声。而彤噪声与频率有关，在频率低于1 0 0 砌 z 时起主要作用。所 ，j 以在以下噪声分析中忽略 噪声的影响。当电容对信号进行采样时，由于开关导通 ，j 电阻产生的热噪声是存在于所有频率范围的，因此会与输入信号发生混叠。总噪声功 率为k t c ，大小与开关导通电阻无关【3 6 】。口8 】。除了电容产生的噪声，a d c 中的主要噪声 还有运放的噪声。 在s c 电路中，热噪声主要来源于2 部分。一部份是采样电路中的开关热噪声，一 部份是运放m o s 管的热噪声。采样电路的噪声如图2 1 l 所示 豳2 1 1 保褥时噪声产生原理图 设在s u m m i n gn o d e 上，运放到地的电容为c o p 虮p 则s u m m i n gn o d e 的总电容为 c f c s + c 。p m 即当采样时的总噪声为曙= 石j 会；- 一，当反馈回路形成时，由于 o ft l st l $ q p 电荷守恒，所以采样时采集到的n o i s e 电荷会通过c f 传递到输出端。传递的电量等于 采样时得到的电量【3 9 】。如下图所示： v m u 眦 团：体沓! ! 尸广王跟埋圈 宏= c 2 巧= 盯( c s + c f + ，) 从而得到输出点的噪声电压为：西= 骞= k t 生筹垒= 各号 其忤石毒i 为反馈系数，此时，输入噪声为彳= 昔= 警 玷芋百k t 多( 丧) = 舞掣 1 4 。警臻掣竹3 土f 专( 毒) 2 i z , - 1 、) 一 ( c s + c f ) 2 “ q 。i + c f ， g ：采样电容：c f ：反馈电容；c 忡：运放输出电容；c i i 运放总负载电容；f 反馈系数19 】刚。 2 3 4 电荷注入效蓝7 ( c h a r g ei n j e c t i o n ) 和时钟馈通( c l o c kf e e d t h r o u g h ) 图2 1 3 中的由1 、0 2 等开关电路是传输门电路，由开关电容构成，原理图如图2 1 3 所示。当p l 为1 时，v i 。与v 0 i _ t 电压相等，开关导通。i 钟】忡】由于m o s 管在导通时s i 0 2 与s i 的界面会存在沟道，沟道中存在一定的电荷锄。如的大小如式2 2 ： q 女= w l c o 。( k ) d 一一) ( 2 2 ) w ，工分别为m o s 管栅宽和栅长，c 0 为m o s 管栅电容。在关断时q 会通过源端和 漏端流出，即电荷注入，使采样电容的电荷量发生变化，产生一定的误差。从式( 2 2 ) 可以看出电荷注入与器件尺寸和输入电压以及器件的开启电压有关 - 、伊1 1 l l k 杆 c h a r g ei n j e c t i o n l h 图2 1 3 开关断开后的电荷注入 除了电荷注入引起的误差外，开关的导通和关闭时也会引起c h 上电荷存储量的变 化，产生误差，如图2 1 3 所示。m o s 开关通过其栅漏或栅源交叠电容将时钟跳变耦合 到采样电容c h 上。假定交叠电容不变，则误差电压z t v 可以表示为式( 2 3 ) ： 阽e 。瞩w c + o , i ( 2 3 ) 式中c o v 为单位面积的交叠电容，c k 为时钟跳变的电压幅度。从式( 2 3 ) 中可以看出 误差一y 与输入电压无关，在输入输出特性币表现为固定失调【4 3 】1 删。 l o c kf e e d t h r o u g h 图2 1 4 采样电路中的时钟馈通 由于开关电容电路里面的开关管的寄生电容的存在，决定了时钟馈通效应和m o s 关断时的沟道电荷注入会给电路带来一定的影响，从而影响采样的精度。因此，为了 减少误差对系统造成的影响，我们在设计中可以通过多种方法解决：一通过改变开关 管的结构来提高a d c 的系统性能。比如采用c m o s 开关来减小电荷注入和时钟馈通 或者采用自举结构的开关电路。c m o s 开关如图2 1 5 所示，将p m o s 和n m o s 结合 起来，就可以使p 、n 沟道相反的电荷相互抵消，从而减小电荷注入效应【4 5 】。 圪。， c k 图2 1 5 运用互孙开关减小电荷注入 采用c m o s 开关还可以减小时钟馈通对电路照成的影响，因为c m o s 开关需要两 个相位差为1 8 0 度的时钟信号，由p m o s 寄生电容产生的误差和n m o s 寄生电容产生 的误差就可以相互抵消。增大负载电容也可以减小电荷注入效应和时钟馈通带来的误 差，但是增大负载会增大电容面积，增加充电时间，降低了转换率( s l e wr a t e ) ，增加了 稳定时间f s e m i n gt u n e ) 1 4 s 。 1 6 了失调。但是由于 何时钟上的误差必 图3 2 采样对钟误差图 输入信号的公式为：= z s m ( 斜) ，a 为输入信号的幅度，为输入频率。# 两 t 7 条信号路径之间的时钟为t l 和t 2 ，则之间的偏差为拧= t 2 一t l 。产生的信号差值为 形h = a s i n ( a ) t 2 ) 一a s i n k 峨) = 埘毋，a c o s ( 耐，) + 盯国2 ) ( 3 1 ) 当a t 很小的时候，高阶系数可以被忽略，p 么。兰国6 t a ( 3 2 ) 从上式可知，当输入频率增大的时候，输入信号的偏差增大。导致时钟边缘采样 偏差的主要原因是开关的阈值电压随工艺的偏差。同时时钟之间的d e l a y 还与供电电 源，温度，具体工艺、负载以及采样时钟的上升下降时间有关。 为了降低s h 和子a d c 之间的时钟偏差，时钟缓冲器和采样开关必须很好的匹配， 同时在绘制版图的过程中也要细致的考虑时钟走线布局的情况。尽管如此，在实际运 用中，也很难降低时钟的偏差。 3 2 单级分辨率的选取 选择最优的酋级分辨率，有助于a d c 在最低功耗下达到最高的速度和分辨率。采 用单级分辨率过高的子d a c 可以减d 、a d c 的级数加快每一级采样保持电容的减小速 度，同时减少重采样的次数，但由于m d a c 反馈系数减小，单级运放功耗增加，在高 频下，虽然运放总数减小，但由于单级运放的功率增加较大，a d c 的总功耗仍然会增 加。反之，当a d c 的单级分辨率过低，a d c 的级数会很多，虽然m d a c 的反馈系数很 大，但仍然会使一d c 的功耗过大。首先对p i p e l i n e da d c 单级分辨率进行分析的是c l i n e a n d g r a y 。在对选择最优单级分别率和每级电容递减的速度进行了详细的分析，得到了 以下结论： ( 1 ) 在采样频率较低的情况下，每级相对较高的分别率有较低的功耗，在这种情况 下功耗主要由流水线中的级数决定。 ( 2 ) 在采样频率中等的情况下，s e t t l i n g 时间成为功耗中的关键因素，当单级分辨率 为2 到3 b i t 时，功耗最低。 ( 3 ) 在采样频率较高的情况下，运放的负载电容由于寄生电容的增加而增大，当单 级分辨率大予3 b i t 时，功耗增加较大。 上述功耗与分辨率在不同采样速度条件下的关系图如下： 8 n 。 ，2 薅 目一撼力 鬻 一二坠。狻：一 ：二二：二二： ： 1 0 1 矿 s l 呐m t 图3 3 功耗分辨率在恒定采样速度条件下关系圈 下图是分辨率与采样速度的关系 5 p d 缸_ 图3 4 功耗采样速度在确定分辨率条件下关系囝 本课题所设计- p i p e l i n e da d c 采样频率为4 0 m i - - i z 采样率较高因此a d c 单级分辨 率可以为l b i t - 3 b i t 。为了降低对于子a d c 中比较器的性能的要求，每级输出o ，5b i t 的冗 余，在这个范围庄的单级a d c 的分辨率为1 5b i t s t a g e 或2 5b i t s t a g e 。与2 5b i t s t a g e f 约子 a d c 相比，1 5 b i v s t a g e 的子a d c 的容许比较器的偏移更大，则在设计比较器时，比较 器之前的输入信号的预放大器的增益可以更低，功耗可以更小【4 “。另外，1 5b i t s t a g e 的电路整体结构乜会相对简纠3 3 l 。【3 5 1 。所以所设计的a d c 采用1 5b i t s t a g e 的子a d c 。 3 3 逐级功耗递减 在实际电路早，第一级是最重要的。原因是后面s t a g e 的噪声主要来源于前级，第 一级的噪声决定：整个流水线型a d c 的性能。其产生原理如下图所示： 9 主口已弓曼!li墨e6zf，i善l2 ，。皇oeuj i，g王j 图3 5 采样电容噪声原理图 由于输入信号噪声被级间放大器削弱，所以随着信号在a d c 中传递，后面s t a g e 的有效分辨率需求降低。噪声的主要来源为第一级的采样电容，后面s t a g e 噪声要求降 低，采样电容可以成比例的缩小。下图为分辨率为l ob i t 和1 2b i t 的情况下，采样电容 s c a l i n g 和没有s c a l i n g 的功耗图： 厂 。撇。 洲 厂。 p 蛐 乡必 ，7 图3 6 使用等比例递减和没有使用等比例递减a d c 功耗对比图 随着噪声要求在后面级数的降低，寄生电容的影响增大，电路的功耗主要由采样 速度而不是噪声限制， n o ，皿面讧e d p o w r l 0 0 8 0 0 4 o 2 0 0 小s 。4 k t r 劲1 2 咖若 ( 3 3 ) 6 4 0 1 a v 6 4 u v 6 4 u v 0 誊 ( 3 4 ) 指的是量化阶数，n 为a d c 的分辨比特数。由上式可知，当采样电容比较小的 情况下，热噪声限制了s n r 值，当采样电容比较大的时候，s n r 主要有量化噪声限制。 综上所述，采样电容的充电傲电的过程中。功耗主要输入频率决定由于采样过 程中采样电容上的电压也是在不停变化，则功耗最大的情况出现在输入频率与采样频 率相等并且采样电容上所加电压为最大值的时候。其关系如下式所示： p o w e r , 。= c k 力= c ( 2 p 毒y 磊 ( 3 5 ) s n r 与c 的关系如下图所示； 2 l 眯p 眯 则岫吣 o l 8 5 0 0 8 0 0 0 7 5 o o 7 0 o o 6 5 ， 6 0 5 5 0 0 5 0 o d 4 5 4 0 i l f l o o f f 1 印f 图3 8a d c s n r 与采样电容关系图 觥删o g 。硒4 + 1 誓4 k t f s 从上式可知，能量消耗与电源电压无关， p o w e r 4 6 3 - k tr 矗- 2 w w 1 4 b i c l 馒i 童| c ( 3 6 ) ( 3 7 ) 因此，在输入带宽比超过信号带宽情况下，则采样保持电路功耗与采样频率成线 性关系，与比特数成2 2 “倍关系。有效比特数与功耗的关系如下团所示： 一 7 髟 j i 夕。 7 一 j 一 矿 s n 慰d b ) j j j ；一：名o j | | | 纱j 一一 尸 j ， 一一 一一一 l 袖缸 1 2 b 血 l o b 主t g b i t p 啊 o 1 wl o ”w 1 r o w 图3 9a d c 有效比特数与功耗关系图 3 4 运放中的低功耗设计 在高速流水线a d c 中，运放是关键模块。它决定了a d c 的工作速度。一方面， 运放必须足够快以在半个周期内s e l j e 。另一方面，a d c 的功耗与运放的静态工作电流 相关。因此，运放是达到高速度低功耗a d c 设计要求的核心部分。 3 4 1 放大器结构的选择 ； 运放的结构是达到性能目标的关键因素，最重要的考虑是运放中功耗，输出摆幅， 直流增益和带宽之间的折衷。通过增益提高技术可以获得很大的直流增益，但是会引 入更大的功耗。带宽在大电流的情况下增大。输出摆幅能够在采取不同结构的情况下 得到提高。所有上述参数彼此互相制约。本设计的高增益的运算放大器的输出端直接 接电容所以输出阻抗一般非常大，这种运放称为运算跨导放大器( o t a ) 。 我们主要考虑三种结构，分别是采用增益提高技术的套筒式差分运算跨导放大器； 采样增益提高技术的折叠式差分运算跨导放大器；两级差分运算跨导放大器。从低功 耗的角度分析，我们首先排除两级运算跨导放大器，因为它的功耗效率小于5 0 。主 要讨论前两种运放l 。它们的结构如下图所示。 豁 ；。 孤 矸 强 如 饪 v d d 图3 1 0 套筒式运放基本结构图 图3 1 1 折叠式运放基本结构闰 比较两种结构，套筒式放大器与折叠式放大器相比输出摆幅较小但是功耗效率为 后者的两倍( 1 0 0 ) ，但是同时我们还要考虑其他限制参数，例如输出摆幅。输出摆 幅至少达到5 v 蛔+ v 出。v 衄的作用是使最下面的电流源m o s 管m 9 和最上面的电流 源m o s 管m 7 ，m 8 以及输入m o s 管m i ，m 2 在工艺偏差情况下处于饱和区。因此 对v 出。来说需要一定的余量来保证上述管子处于饱和区。所以套筒式运放的最大输出 摆幅为2 v d d + 1 0 v 出旷“。岫例如，在1 8 0n m 的c m o s 工艺条件下，当 v 缸t = 1 5 0 m v , v t h - - 5 0 0 m v ， v d o l l 8 v时，运放的最大输出摆幅为 v 嘶i c m “2 1 8 - 1 0 0 1 5 - 6 v m 州。= 2 1 - 6 v 砌g i i l - 2 1 6 v m 嘶， 当 v 雌m 目【= 1 6v时， v 。耐。= 8 5m v 在折叠式共源共栅结构中，最大输出摆幅为2 v v w 8 、7 d m - 4 v = w 。它能够达 到前者两倍的输出摆幅。为了得到同样的动态范围或信噪比，我们需要降低套筒式运 放所需的噪声为折叠式的( i 0 7 5 ) 2 = i 6 9 倍。但套筒式运放主要的输出噪声有4 个晶 体管( m i - m 4 ) 产生，但折叠式运放产生输出噪声的晶体管有6 个，后者的噪声因子 为前者的5 3 倍。对两种运放作比较，我们发现产生的噪声相差无几( 1 6 9 3 5 = 1 6 1 5 = i 0 6 7 ) ，但前者的功耗远小于后者。 同时，套筒式运放的频率响应特性优于折叠式运放。高频响应中，n 沟道共源共 栅晶体管( m 3 ，m 4 ) 产生的二级极点主要由( m 3 ，m 4 ) 的跨导决定。在套筒式结构 中，寄生电容主要由( m 3 ，m i ) 这两个晶体管产生，而在折叠式共源共栅结构中由三 个( m 3 ，m 7 ，m 9 ) 决定，因此前者的二级极点比后者更远，工作状态更稳定。 在不使用增益提高技术的情况下，套筒式运放的直流增益要远远大于折叠式共源 共栅结构运放，因为后者的输出电阻r 。t ( m i ，m 9 ) 的两个晶体管并联的情况下减小【4 9 】。 总所上述，套筒式结构的运放在增益，带宽，噪声和功耗方面具有优势，而折叠 式运放输出摆幅更大。 3 4 2 放大器增益需求 如下图所示，运放在理想情况下，输入输出曲线与c s c f 成线性关系。实际上，运 放的有限增益导致了增益误差，运放的直流曲线关系式为： 警：孚1 - ( 3 8 ) 7 m l 1 + l a f 为运放的反馈系数，a 为运放的直流增益。在n 比特a d ce e ， 流增益必须满足下面的需求。 = 两i 百( n - b + i ) i n 2 ：( 一b + 1 ) 罢 ( 3 1 2 ) 2 既 一= 【川