（通信与信息系统专业论文）基于ofdm的变换域通信系统的调制解调技术研究.pdf

硕士论文 基于o f d m 的变换域通信系统的调制解调技术研究 摘要 变换域通信( t r a n s f o r md o m a i nc o m m u n i c a t i o n ，t d c ) 是在扩频通信和变换域处理的 基础上发展起来的一项新的无线通信技术，其通过动态检测信道信息，实时的改变信号 的发射波形，具有很强的干扰抑制能力。同时它可以作为认知无线电的一个分支，灵活 的使用空闲频谱，进一步提高频谱资源的利用率。 本文在频谱收发自适应的基础上引入多调制切换和可变信息速率传输的思想，提出 了基于正交频分复用( o f d m ，o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 的变换域通信 系统( t d c s ) 的调制解调方案，能够更好的满足未来通信多样化的需求。该方案在发射机 端，通过更改调相参数，可以简易地实现多进制相移键控( m p s k ) 、循环移位键控( c y l i c s h i f tk e y i n g ) 等多种不同调制方式的切换。本文重点设计了双正交的循环移位键控 ( b c s k ，b i o r t h o g o n a lc y l i cs h i f tk e y i n g ) 的快速解调方案，并推导了b c s k 在a w g n 信 道中的误码率公式。在a w g n 信道下的仿真表明，仿真结果和理论公式吻合得很好。 然后我们研究了部分频谱可用时，b c s k 较之原有的c s k 调制，在可用子载波个数较 小( n s 迦 i a 田 吾 1 2 图3 44 p s k 调制的t d c s 的时域信号图 17 0 8 一 o 6 o 4 鼠 掣0 2 ： 0 一m ，r “j 蚋芦蚧。d m - 脚q + 节，籼缈4 秣时氇t “# i 、，* - 0 2 0 1 n t m ，札l 、铆咖t 呻! ：l7 错? ：一刊。n “岫一 2 0 04 0 06 0 08 0 01 0 0 01 2 0 01 4 0 01 6 0 01 8 0 02 0 0 0 时间指数( n ) 图3 54 p s k 调制的t d c s 的时域信号白相芙函数 黎垛水罢皿星甚 硕士论文基于o f d m 的变换域通信系统的调制解调技术研究 8 信号发送 数据调制后，连续的数字化的编码波形已经准备好发送，发射机在进行实际的发送 前还要进行一系列的操作，包括：进行信号放大；进行成形及滤波；为了达到辐射的效 率进行频率转换；进行频率转换使其工作在指定的频谱区域等。 3 1 3 传统t d c s 的数据检测技术 完成调制的信号发射出去后经过无线信道到达接收端。t d c 接收机包含有与发射机 相同的基函数产生器并采用了传统的m 信道相关接收机来进行符号的检测和估计。因 此整个系统的性能主要由接收机中产生的基函数的波形与发射机中产生的波形的相似 程度决定。在理想的情况下，发射机和接收机感知到相同的干扰并产生了相同的基函数 波形；发射机在抠除的频率分量的地方没有发射任何的能量，同时接收机也没有在相同 的存在干扰的频率的地方提取出任何的能量。在这样的情况下，产生误差的因素就只有 加性高斯白噪声( a w g n ) 信道自身的影响了。如果每个t d c 接收机信道和m 个可能的 通信符号匹配的话，最大似然概率的检测及估计就可以简单地基于最大相关输出的准则 对接收的符号进行估计【2 3 1 。 3 1 4 捕获与跟踪 t d c s 的捕获方法目前主要有两种，一种是与扩频通信中使用的滑动相关捕获法类 似的直接时间相关法( d t c ，d i r e c tt i m ec o r r e l a t i o n ) ，另一种是g e r m a n ，e d g a rh 于19 9 5 年提出的技术。2 0 0 0 年m a r c u sl r o b e r t s 在i e e em i l c o m 2 0 0 0 发表文章对这两种捕获方 法做了比较研究【2 6 1 。 d t c 捕获方法的大致过程是这样的，接收端产生一个同步码与收到的信号做相关计 算，如果相关值满足检测标准，则捕获成功。如果相关值不满足检测标准，则移动本地 基函数，再重复上述过程直到达到检测标准。同步码可以选用( 3 1 ) ，也可选用( 3 2 ) 。由 连续同一种码元构成的一号码( 3 1 ) 较为简单，但是在多址应用环境下受多址干扰( m a i ) 影响较大。使用一号码时不仅可以实现位同步，而且当码元边界在同步码字内时，可以 直接实现帧同步。二号码( 3 2 ) 由一个b a r k e r 序列获得。 c o d e w o r d i = 1 ll l1 11 ( 3 1 ) c o d e w o r d 2 = 1 1 10 0 10 】 ( 3 2 ) g e r m a n 的同步技术是1 9 9 5 年以技术报告的方式提供给美国军方，没有公开发表。 具体方法属美国军方保密，目前国内没有该技术的详细资料，只有大致情况的流程。 g e r m a 的同步技术基本过程是这样的：首先对收到的信号s ( t ) 做傅立叶变换( f f t ) ，然后 通过奇偶综合来增强信噪l l s n r ，并对输入噪声解相关，f i i j n ( n 为基函数长度) 个采样 进入奇积分器，下n 个采样进入偶积分器，接下来每n 个一组的采样不固定的进入积分 1 7 3 基于o f d m 的t d c s 的调制解调方案硕上论文 器，这个过程一直持续到s ( t ) 在整个我们期望的时间周期内都积分过。在寄存器内，本 地基函数频域形式的共扼与寄存器中的采样混合后进行傅立叶反变换( i f f t ) 得到时域 形式。再将奇偶两个分支的结果相混合后送入判决器。g e r m a n 的技术必须使用一号码 做为同步码。 该文献还讨论了采用峰值检测和门限检测两种检测方法，其仿真实验结果表明当检 出率 o 9 时，对于峰值检测所要求的接收信号信噪比s n r 最低可以达到2 3 d b ，对于门 限检测最低可以达到2 1 d b 。对于门限检测，当信噪l l s n r 低于1 2 d b 使用d t c 技术效果 更好，当信噪比s n r 高于1 2 d b 使用g e r m a n 的技术效果更好。此外，正如大家所知道的 同步码的长度与检出率有着直接的关系。同步码每增长一倍，所要求的信噪比就降低 3 d b 。 基于此研究结果，本文认为t d c s 可以实现良好同步的。并在此后的研究中都假定 t d c s 是良好同步的，不对同步问题再做讨论。 3 2 基于o f d m 的t d c s 的调制解调方案 本文提出的基于o f d m 的t d c s 的调制解调方案，是在文献 1 7 的基础上加以改进 的，该方案除了具有频谱收发自适应功能外，还能针对不同的无线环境和实际的应用场 景，做出相应的调整，包括多调制切换、可变信息速率传输等。即能有效的抑制噪声， 还能进一步提高频带利用率。 3 2 i 承载t d c s 的平台一一正交频分复用( o f d m ) 我们提出的调制解调方案之所以选择o f d m 作为承载t d c s 的平台，主要是基于 以下的几点考虑： 第一点，基于o f d m 的t d c s 与现有的o f d m o f d m a 技术有更大的兼容性，可 以使用成熟的信道估计技术；第二点，能够采用基于i f f t ( i n v e r s ef a s tf o u r i e r t r a n s f o r m ) 的快速解调方案，在经过多径信道时，可避免采用复杂的r a k e 接收机；第三点，可以 在系统模型上添加交织模块和信道预均衡模块，通过交织，将连续分布的可用频谱等效 的转换为随机分斫j 的可用频谱，从而得到b e r ( b i te r r o rr a t e ) 性能的提甜1 7 j ，通过信道 预均衡技术，在不降低码速的自订提下，极大减小了信道对误码性能的影响。 从另外一个角度上来讲，t d c s 的随机相位可以大大降低o f d m 的峰值平均功率比 ( a p a r ) ，减小由于信号的动态范围太大引起的非线性失真。因此，将o f d m 与t d c s 相结合是一项不错的选择。通过对主流数据传输技术o f d m 的原理及背景的了解，可 以更深刻的理解本文提出的t d c s 的技术方案。 正交频分复用( o f d m ) 技术是一种多载波数字调制技术，虽然o f d m 的概念已经存 在了很长时间，但是直到最近随着多媒体业务的发展，它彳被人们认识到是一种实现高 硕士论文基于o f d m 的变换域通信系统的调制解调技术研究 速双向无线数据通信的良好方法。随着d s p 芯片技术的发展，o f d m 技术在固定无线 通信，个人移动通信系统( p c s ) ，数字音频广播( d a b ) ，非对称数字用户线路( a d s l ) 和 利用双绞线传输的甚高速数字用户环路( v d s l ) 系统中取得了广泛的应用。 在物理层上，无线通信系统面临的主要问题是如何克服无线信道的时间弥散和频率 弥散，提高无线信道传输的速率与质量。由于无线信道( 特别是陆地移动信道) 地面情况 的复杂性，发射的信号往往是经过多条路径到达接收端，即产生多径效应，数字信号在 无线信道上传输时会产生一定的时延，从而造成接收信号相互重叠，产生信号符号间相 互干扰( i s i ) ，收端判断错误，严重影响信号传输质量。特别是在高码元速率时，这种影 响将会更大，因为码元速率越高，码元周期就会越短，时延扩展会跨越更多的码元，这 对均衡提出了更高的要求，通常需要引入非常复杂的均衡算法，实现比较困难。另一方 面，码元速率提高后，信号的带宽会变宽，当信号带宽接近或大于信道的相关带宽时， 信道的时间弥散就将对接收信号造成频率选择性衰落，所以时间弥散是无线信道传输速 率受限的一个主要原因。虽然目前单载波调制解调系统使用的均衡技术可以在一定程度 上减轻时间弥散问题，但是它是以增加噪声为代价的，而且单载波系统中的信元周期较 短，严重影响了对噪声和衰落的抵抗性。 随着数字移动通信系统中各种多媒体业务，特别是实时业务的出现，接入和数据传 输的速率都需要有较大的提高。鉴于目前单载波调制解调技术的不足，在数字移动通信 系统的发展中，物理层需要采用新的调制解调技术，由前面的分析可知，这种调制解调 技术既要有较高的信元传输速率，又要有较长的码元周期( 用以减轻i s i ) ，于是产生了这 样一个想法：将所有的数据流分解成若干个子数据流，用这些子数据流去并行的调制多个 载波，然后合成输出。这样一来，每个子数据流就可以具有相对低得多的传输比特速率， 减小了前后码元的重叠机会和信号的传输带宽，从而降低了i s i 频率选择性衰落，而总 的传输速率并不会降低。相反，如果适当提高数据流的传输速率，还可以提高整个数据 流的传输速率。多载波调制技术可以通过多种途径来实现，其中正交频分复用( o f d m ) 是目前研究的热点之一。 o f d m 技术有两大主要的优点，一是具有高的频带利用率，二是能够有效的降低多 径效应对系统性能的影响【27 | 。 传统的频分复用系统，在两个信道之间要留有足够大的频率间隔作为保护带宽来防 止干扰，因此降低了系统的频谱利用率。而正交频分复用将多个子载波在频域交错重叠， 因此大大减少了保护带宽，提高了频谱利用率，如图3 6 所示： 1 9 3 基于o f d m 的t d c s 的调制解调方案硕上论文 传统频分复用多载、捩调制技术 正交频分复用多载波调制技术 图3 6 传统频分复用与正交频分复川带宽利用率比较 o f d m 技术作为一种无线环境下的高速传输技术，可以有效降低多径效应对系统性 能的影响。o f d m 将高速率的信源信息流转换为n 路并行的低速率数据流，然后用n 个相互正交的载波分别对n 路并行的数据流进行调制，再将调制后的信号合并得到发射 信号。当调制信号通过无线信道到达接收端时，由于信道多径效应带来的码间串扰的作 用，子载波之l 日j 不再保持良好的正交状态，因而发送前需要在码元间插入保护间隔。如 果保护间隔大于最大时延扩展，则所有时延小于保护间隔的多径信号将不会延伸到下一 个码元期间，从而有效地消除了码问串扰。 2 0 图3 7 0 f d m 发射机模型 信道估计 数据并串串并移去 解调 变换 ： r i 1 f f t r 变换 卜一 循环 前缀 i 1 。 捕获与i 司步 图3 8o f d m 接收机模型 硕士论文基于o f d m 的变换域通信系统的调制解调技术研究 图3 7 和图3 8 分别给出了o f d m 基带信号处理的发射机和接收机模型。 进行o f d m 传输时，在发射端，一般是对比特流进行q a m 或q p s k 调制，然后依 次经过串并变换和i f f t 变换，再将并行数据转化为串行数据，加上保护间隔( 又称“循 环前缀”) ，形成o f d m 码元。而在本文中采用的t d c s 的各种调制方式，与传统的0 f d m 有很大的区别 3 0 1 。其中随机相位的作用可以有效的降低o f d m 的峰值平均比( p a p r ) 1 7 1 。 3 2 2t d c s 的调制解调技术 t d c s 可以采用的调制方式主要有以下五种： ( 1 ) 双极性调带0 ( a n f i p o d a lm o d u l a t i o n ) t d c s 可以使用与b p s k 类似的双极性调制，即用基函数( b eb a s i sf u n c t i o n ) 和基函 数的负数代表不同的二进制码元： 曼喾趴。， 3 ， & ( t ) = 一s 。( t ) 。 双极性调制在a w g n 信道下的传输，采用相关解调，误码率咒为： 捌( 罔 ( 3 4 ) 其中，q 函数的定义式为： ) = e 去p 出 ( 2 ) m p s k 调制 在t d c s 中，m p s k 是在频域中编码，叠加的不同的相位值分别代表不同的进制数。 其数据相位分量为2 z ( m 一1 ) m ，1 m m 。实际上，推导m 元p s k 等价的比特错误概 率式是相当冗长的，这是由于这种推导与k ( k = l o g ：m ) 个比特符号对应信号相位的映射 有关。当在映射中采用格雷( g r a y ) 码时，相应于邻近相位的两个k 比特符号仅相差1 比 特。由于噪声引起的大多数可能的差错情况是错误地选择了与正确相位相邻的相位，所 以k 比特符号差错仅包含单个比特差错。因此，m 元p s k 的等价比特错误概率较好地 近似为： 乞= ( 3 5 ) ( 3 ) c s k 调制 由于基函数是一个类似于白噪声的信号，具有的自j 下交性，即基函数的不同时移波 形的互相关值极小。因此可以使用循环移位键控c s k ( c y c l i cs h i t tk e y i n g ) ，即用基函数 的不同时移波形代表不同的码元。t 为码元周期。 3 基于o f d m 的t d c s 的调制解调方案硕七论文 ( ”= b f 是( f ) = s ( 卜亩) r 墨( f ) = s ( f 一万2 t ) r ( 3 6 ) i 啪m 卜学) r 当子载波数n 很大时，c s k 几乎是正交的。当m = 2 时，采用相关解调时，其误码 件能为： 剿旧 ( 3 7 ) 虽然c s k 的误码率要高于双极性调制，但是它优于双极性调制的是c s k 可以实现 m 元调制。由通信理论我们知道，多元调制可以大大降低误码率。多元调制的误码率为： p b ( m ) ( m - 1 ) q ( ( 3 8 ) ( 4 ) b c s k 调制 b c s k 调制的信号集是由m 2 个c s k 信号及其负值信号构成的。因此b c s k 调制信 号的解调器的复杂性l l c s k 调制信号的解调器小。因为进行相关解调时，前者是用m 2 个互相关器实现，而后者需用m 个互相关器。 b c s k 调制信号可以如下表示： s ( f ) = b fs m 2 + 1 ( f ) = 一s ( f ) = 一职 丁 足( ) = s i ( t - 赢) 7 ，2 + 2 ( ) = - 8 2 ( ) ，t s ( ) = s i ( 一荔) 7 & m 3 ( ) = 一s 3 ( ( 3 9 ) a m ，2 ( 垆驰一铲) ，啪) - _ 采用不同的映射方式，在发射机端进行调制时，我们对调相参数的只的设置要进行 相应的改变。本文中选取的映射方式如( 3 9 ) 式所示。 ( 5 ) 正交编码调锘l j ( o r t h o g o n a lc o d i n gm o d u l a t i o n ) 可采用不同的基函数代表不同的信息码元。不同的基函数具有相同的频谱，不同的 随机相位。不同的随机相位之间是相互正交的。尖锐的自相关性随机相位可由伪随机序 硕上论文基于o f d m 的变换域通信系统的调制解调技术研究 列经过相位映射得到。由伪随机序列的具有极低的互相关性可知。由伪随机序列得到的 随机相位序列也有良好的自相关性和很差的互相关性。不同的伪随机相位得到的不同基 函数具有良好的正交性，因此可以用不同的基函数代表不同的信息码元。 s ( f ) = a f , 是( ) ：必( 3 1 0 ) s u ( f ) = 瓯 t d c s 的解调技术 前面我们已经介绍了，传统的t d c s 接收机包含有与发射机相同的基函数产生器并 采用了m 信道相关接收机来进行符号的检测和估计。当进制数m 较小时，比如双极性 p s k ，4 p s k ，8 p s k 等，采用最佳的相关检测是适宜的。但是最佳的最大似然检测器的计 算复杂性随着m 的加大而呈指数增加，为了达到足够的数据吞吐量，实现t d c s 需要 复杂的高速d s p ( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) 。因此在使用高速率数据传输时，设计快速解 调方案是很有意义的。而此前大部分的有关t d c s 的文献更多的是采用较小的进制数来 探讨相关问题，很少涉及到这一方面的研究。另外，传统的t d c s 在多径信道情况下， 为了克服多径的影响，在检测时需要使用复杂的r a k e 接收机。文献 1 7 】提出了一种基于 快速f f t 变换寻求最大下标数据检测方式，本文在介绍c s k 的解调时，将对这种检测 方法做出详细的介绍。我们做了相关的仿真验证，在此基础上提出b c s k 的快速解调方 案，仿真结果表明，新的方案能进一步提升系统性能。 3 2 3 多调制信号在发射机端的统一的数学模型 在变换域通信系统中，由于在频谱估计后采用的调制算法本身已经运用了可用频率 其相应幅值信息，所以幅值调制和频率调制就不适用于变换域通信系统。 由傅立叶变化的基本原理可知，时域的循环移位可以转换为频域的相移。因此，c s k 等调制方式也可以等效为频域内的相位编码调制。因此，t d c s 多种调制方式相对统一 的数学模型为： 1n 一1 2 7 r m k 一，2 z r s ，p x ：2 z r k