（通信与信息系统专业论文）ofdm蜂窝通信系统中的信道估计研究.pdf

o f d m 蜂窝通信系统中的信遒估计研究 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 摘要 o f d m ( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 技术是目前最 适用于4 g ( t h e f o u r t hg e n e r a t i o n ) 蜂窝通信的多载波调制技术，具有较 强的抗衰落能力、较高的频谱效率、易于采用d s p 实现等优点，适 于多径衰落信道的高速数据传输。本文主要讨论了o f d m 蜂窝通信 系统中的信道估计。信道估计在无线通信系统中至关重要，用于消除 衰落信道对系统的影响；没有信道估计的无线通信系统将无法正常工 作。传统的信道估计方案比较成熟，而o f d m 蜂窝通信系统中的信 道估计方法仍处于研究和探索阶段。 s i s o o f d m ( s i n g l e i n p u ts i n g l e o u t p u to f d m ) 系统中，已提出的 信道估计方法包括m v i s e ( m i n i m u mm e a n s q u a r ee r r o r ) 信道估计、 l s ( l e a s t s q u a r e ) 信道估计、r o b u s t 信道估计以及自适应信道估计 ( 包括一维l m s ( l e a s t - m e a n s q u a r e ) 信道估计和一维r l s ( r e c u r s i v e l e a s t s q u a r e ) 信道估计) 。本文详细介绍了这几种信道估计方法，并通 过系统仿真，分析和比较了这几种信道估计算法的特点。在此基础上， 引入了新的、适用于o f d m 蜂窝通信系统的信道估计方法二维 自适应信道估计( 包括二维l m s 信道估计和二维r l s 信道估计) 。 通过对二维自适应信道估计方法的推导、应用，与已有信道估计方法 的仿真结果比较，可以看出二维自适应信道估计具有性能m s e ( m e a n s q u a r e e r r o r ) 、b e r ( b i t e r r o r r a t e ) 好，无需了解信道统计特性以及实 现灵活简单等优点。 m i m o o f d m ( m u l t i p l e i n p u tm u l t i p l e o u t p u to f d m ) 系统通过空 间分集充分利用了无线信道容量，是目前o f d m 技术研究的热点。 但由于系统的复杂性使信道估计变得困难，目前已提出可应用于 m i m o o f d m 系统的信道估计方法有l s 信道估计。二维自适应信道 估计通过一定的改进可以有效的应用在m i m o o f d m 系统中，为多 天线下o f d m 系统的信道估计提供了新的途径。仿真结果表明，尽 管二维自适应信道估计的复杂度高于l s 信道估计，但前者可以提供 更精确的信道冲激响应，适用于对性能要求较高的m i m o o f d m 系 统。 关键字信道估计o f d m 自适应算法l m s r l s o f d m 蜂窝通信系统申的信道估计研究 c h a n n e le s t i m a t i o n sf o ro f d mm o b i l ec o m m u n i c a t i o n s a b s t r a c t o f d m ( o r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ) t e c h n o l o g y w h i c hb e l o n g st om u l t i c a r r i e rm o d u l a t i o n si st h em o s ts u i t a b l eo n ef o rt h e 4 g ( t h e f o u r t hg e n e r a t i o n lm o b i l ec o m m u n i c a t i o n s t h e r ea r e m a n y v i r t u e so fo f d m ，i n c l u d i n gr e s i s t a n c eo ff a d i n g ，h i g h l y f r e q u e n c y e f f i c i e n c y a n d e a s i l y r e a l i z a t i o n b y d s p i nt h i s p a p e r , c h a n n e l e s t i m a t i o n so fo f d m m o b i l es y s t e ma r ed i s c u s s e ds i n c et h ei m p o r t a n c e o f c h a n n e le s t i m a t i o n si nw i r e l e s s c o m m u n i c a t i o n s a l t h o u 【g h t h e c o n v e n t i o n a lc h a n n e le s t i m a t i o n s i sm a t u r e ，c h a n n e le s t i m a t i o n so f o f d m s y s t e m s h a v eb e e ns t i l li nt h ep r o g r e s so f r e s e a r c ha n d e x p l o r i n g i n s i s o o f d m ( s i n g l e i n p u ts i n g l e o u t p u to f d m ) ，c h a n n e l e s t i m a t i o n sr a i s e dc o n s i s t o fm m s e ( m i n i m u mm e a n s q u a r e e r r o r ) a l g o r i t h m ，l s ( l e a s t - s q u a r e ) a l g o r i t h m ，r o b u s ta l g o r i t h ma n da d a p t i v e a l g o r i t h m ( l m s ( l e a s t - m e a n s q u a r e ) a n dr l s ( r e c u r s i v el e a s t s q u a r e ) a l g o r i t i l m s ) a n d w e p r e s e n t an o v e lc h a n n e le s t i m a t i o nb a s e do n t w o d i m e n s i o n a l a d a p t i v ea l g o r i t h m sc o m p r i s i n g o fl m sa n dr l s c o m p a r e dw i t ho t h e ra l g o r i t h m s ，t h i sa l g o r i t h md o e sn o tr e q u i r ea n y c h a n n e ls t a t i s t i c sa n dm a k ef u l lu s eo ft h et i m ea n df r e q u e n c y d o m a i n c o r r e l a t i o n so ft h ef r e q u e n c yr e s p o n s eo f t i m e v a r y i n gd i s p e r s i v ef a d i n g c h a n n e l s s i m u l a t i o nr e s u l t sd e m o n s t r a t et h e g o o dp e r f o r m a n c e o f t w o d i m e n s i o n a l a d a p t i v ec h a n n e le s t i m a t i o n m i m o - o f d m ( m u l t i p l e i n p u tm u l t i p l e - o u t p u t o f d m 、u t i l i z i n g s p a c e - d i v e r s i t y t oe n h a n c ec h a n n e lc a p a c i t yi sap r o m i s i n gt e c h n o l o g y b y t h er e a s o no fc o m p l e x i t y , o n l yl s a l g o r i t h m i s a p p l i c a b l e t o m i m 0 一o f d m w ea p p l yt w o d i m e n s i o n a l a d a p t i v ec h a r m e le s t i m a t i o n t om i m o o f d ma n da c h i e v eb e t t e r p e r f o r m a n c e t h a nl sc h a n n e l e s t i m a t i o n i n d e s p i t e o fc o m p l e x i t y , t h en o v e l a l g o r i t h m c a n g i v e a c c u r a t ec h a n n e li m p u l s e r e s p o n s e sa n d a d a p t st o 田0 一o f d ms y s t e m s w i t h h i g hp e r f o r m a n c e k e yw o r d sc h a n n e le s t i m a t i o no f d m a d a p t i v ea l g o r i t h m o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 独创性( 或御新性) 声明 本人声明所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京邮电大学或其他 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名 日期： 关于论文使用授权的说明 学位论文作者完全了解北京邮电大学有关保留和使用学位论文的规定，即： 研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属北京邮电大学。学校有权保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许学位论文被查阅和借 阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它 复制手段保存、汇编学位论文。( 保密的学位论文在解密后遵守此规定) 保密论文注释：本学位论文属于保密在一年解密后适用本授权书。非保密论 文注释：本学位论文不属于保密范围，适用本授权书。 本人签名 导师签名 日期： 日期： o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 第一章概述 1 1o f d m 技术的发展及特点 移动通信技术的发展和进步对人类的生活和工作产生了深远的影响。8 0 年 代初期，以美国a m p s 和英国t a c s 两种制式为代表的模拟移动通信系统取得 了迅速发展。随着通信技术的发展和人们对话音和数据业务需求的不断增长，引 入了采用数字传输方式的第二代移动通信系统，其中以g s m 和i s 9 5 系统为代 表，主要传输数字话音，同时还可以传输少量数据。目前，第二代系统i e 进 步 向第三代移动通信系统3 0 演变，其中包括为过渡而提出的g p r s 和e d g e 等所 谓的2 5 代系统。在3 g 系统中，数据传输速率最高可达2 m b s ，并提供电路交 换和分组交换的全球漫游业务。随着因特网的发展，人们对数据业务的需求也不 断增大，人们希望移动通信系统能提供更广泛的业务种类，包括话音、视频、多 媒体和宽带数据业务等。为了实现真正意义上的宽带无线系统，国际电信联盟已 开始着手制定下一代移动通信系统，即第四代移动通信系统4 g 。它将提供高达 1 0 0 m b s 的无线数据业务。与3 g 相比，4 g 将提供更高速、高容量、低网络建设 成本和基于全i p 的核心网平台。 4 g 系统在性能方面的主要特点如下： 1 ) 在准静止( 低速移动和固定) 情况下，移动台的数据速率达1 0 0 m b s ： 2 ) 容量为3 g 系统的5 l o 倍，传输质量相当于甚至优于3 g 系统； 3 ) 条件相同时，小区覆盖范围等于或大于3 g 系统： 4 ) 具有不同速率间的自动切换能力，能保证通信质量： 5 ) 网络的每比特成本低于3 g 系统。 4 g 与3 g 的比较见表i 1 。由于4 g 的标准还在制定当中，表i i 仅提供了 建议中的关键参数。 为了达到上述要求，必须采用新的设计技术，尤其是要研究在移动环境和有 限频谱资源条件下，如何稳定、可靠、商效地支持高数据速率的数据传输。为此， 4 g 系统将采用正交频分复用技术( o f d m ) 技术，它可以在有效提高传输速率的同 时，避免高速引起的各种干扰，并具有良好的抗噪声性能、抗多径信道干扰和频 谱利用率高等优点。 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 表1 i3 g 与4 g 系统关键参数的比较 l 频率范围带宽数据速率 接入方式 编码方式交换方 l 3 g18 g 2 5 g5 m h ，2 0 m最高2 m b sw c d m a 或码速率为电路交 h zh z ( 静止环境)c d m a 2 0 0 0或1 2 、1 3 的换、分纲 t d s c d m a卷积码 交换 r 2 g 8 g h z5 m h z 2 0 m 最高i o o m b sm c c d m a或级联编码分组交 h z( 静小环境)o f d m 换 o f d m 是一种多载波调制技术，早在2 0 世纪6 0 年代就已经提出。当时， 它主要用于军用高颓通信系统，由于当时o f d m 系统的结构非常复杂，限制了 进一步推广。2 0 世纪7 0 年代，随着数字信号处理d s p 技术和大规模集成电路 v l s i 的发展，特别是采用离散傅利叶变换来实现多个载波的调制后，简化了系 统结构，o f d m 技术才趋于实用化。2 0 世纪8 0 年代，人们开始将o f d m 技术 应用于高速m o d e m 。o f d m 是一种无线环境下的高速传输技术，近年来已广泛 用于数字音频广播( d a b ) 、非对称数字用户线( a s d l ) 、高清晰度电视( h d t v ) 等 系统。1 9 9 9 年，i e e e 8 0 2 1 1 a 通过了一项5 g h z 的w l a n 标准，其中o f d m 调 制技术被采用为其物理层标准。随着4 g 标准的制定，o f d m 将作为主流技术写 入4 g 标准中。o f d m 系统是一种特殊的多载波传输技术，其特点是各子载波相 互正交，扩频调制后的频谱可相互重叠，不但减少了子载波间的相互干扰，还大 大提高了频谱利用率。o f d m 的主要技术特点如下： 1 ) 可有效对抗信号波形闻的干扰，适用于多径环境和衰落信道中的高速数 据传输； 2 ) 通过各子载波的联合编码，具有很强的抗衰落能力； 3 ) 各子信道的正交调制和解调可通过离散傅利时反变换i d f t 和离散傅利 叶变换d f t 实现； 4 ) o f d m 较易与其它多种接入方式结合，构成m c c d m a 和 o f d m t d m a 等。 1 2o f d m 技术的基本原理 o f d m 技术是一种特殊的多载波调制( m c m ，m u l t i c a r r i e rm o d u l m i o n ) 技术， 单一的数据流通过一定数量的低速子载波进行传输，所以o f d m 既可以看成是 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 调制技术也可以看成是复用技术。o f d m 技术可以有效的克服信道的频率选择 性衰落和窄带干扰；在单载波系统中，衰落或干扰会造成无线链路的中断；但是 在多载波系统中，只有部分载波会受到干扰。采用有效的差错编码可以纠f 发生 错误的载波。 11 2 1o f d m 系统的基本模型 一个o f d m 符号之内包括多个经过调制的子载波的合成信号，其中每个子 载波都可以受到相移键控( p s k ) 或者正交幅度调靠j f j ( q a m ) 符号的调制。如果n 表 示子信道的个数，丁表示o f d m 符号的宽度，d ，( f = 0 , 1 ，n 一1 ) 是分配给每个子 信道的数据符号，正是第0 个子载波的载波频率，r e c t ( t ) = 1 ，川t 2 ，则从t = t 。 开始的o f d m 符号可以表示为： s t r ，= r e 篓谚r e 把( r 一一吾) e x 一 - ，：万( 正+ 专) c r 一， s ，+ 丁。， s ( ，) = 0t t + t s 然而在多数文献中，通常采用复等效基带信号来描述o f d m 的输出信号， 见式( 1 2 ) 。其中实部和虚部分别对应于o f d m 符号的同相和正交分量，在实际 中可以分别与相应子载波的余弦分量和正弦分量相乘，构成最终的子信道信号和 合成的o f d m 符号。图1 1 中给出了o f d m 系统基本模型的框图，其中 j = lc 七i | t - 印) = 萎n - i 咖甜( 一劲e 印( 胁亍i ( ) ：， s ( t ) = 0t f + 一扣叫乎 i 。” 逸弘 i 臻 卫一 鬣s m蔓0 ”誊 鬻 呻| 野襄 ，。 莓蚤 ； j j i ： j 辫 ， 0 茹乖 _ 吒9 _ 图1 1o f d m 系统基本模型框图 在图1 2 中给出了一个o f d m 符号内包括4 个子载波的实例。其中所有的 子载波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式， o f d m 蜂窝通信系统中的信道估汁研究 每个子载波的幅值和相位都可能是不同的。从图1 2 可以看到每个子载波在 个o f d m 符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻子载波之间相差1 个 周期。这一特性可以用来解释子载波之间的正交性，即 1 ，f 1 m = n 享l 蹦p ( j c o t ) e x p u o 拈 o肌h u3 例如对式( 12 ) 中的第，个子载波进行解调，然后在时间长度r 内进行积分，即： 弘j i ；，, + re x p ( 叩万扣雌j = o 小x r ( 膨扣；归 、 = 亭静卜一卜孚( f _ f ，) ) 出副， 根据上式可以看到，对第，个子载波进行解调可以恢复出期望符号d ，。而对 于其它载波来说，由于在积分间隔内，频率差别( f 一) 7 1 可以产生整数倍个周期， 所以其积分结果为零。 从频域的角度来看，o f d m 中多个子信道频谱之间不存在相互干扰。如图 1 3 ，每个子信道频谱的最大值对应于其它子信道频谱的零点，这样就避免了子 信道间干扰( i c l ) 的出现。 l - 1 7 i ii ：j f、j f1 - j i j l 皆j i 吉专一臻一j 7 11 。，。曩：jj ，：1 硝 _ i 、1 ：j 套彳 l o 、j j ：j 己 f j 图1 2o f d m 符号内包括四个子载波的实例 图1 3o f d m 系统中，子信道符号的频谱( 经过矩形脉冲成型) o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 1 2 2o f d m 的d f t 实现 对于n 比较大的系统来说，式( 1 2 ) 中的o f d m 复等效基带信号可以采用离 散傅立叶逆变换( i d f t ) 方法来实现。为了叙述的简洁，可以令式( 1 2 ) 中的f ，= 0 ， 并且忽略矩形函数，对信号s o ) 以t n 的速率进行抽样，即令r = ( 灯) ，其中 k = ( o ，1 n - i ) 。可以得到： 驴5 归) ：笔i d , e x p ( j 孕 ( o i 一1 ) ( 1 5 ) 可以看到吼等效为对d ，进行i d f t 运算。同样在接收端，为了恢复出原始的数据 符号d ，可以对以进行逆变换，即d f t 得到： 扣芝s 。e 爿一j 百2 z a k l ( 0 曼l 一1 ) ( 1 6 ) 根据上述分析可以看到，o f d m 系统的调制和解调可以分别由i d f t d f t 来代 替。通过n 点i d f t 运算，把频域数据符号d ；变换为时域数据符号s * ，经过射频 载波调制之后，发送到无线信遭中。其中每一个i d f t 输出的数据符号都是由 所有子载波信号经过叠加而生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信 号进行抽样得到的。 如果n 为2 的幂次，那么可以采用效率更高的快速傅立叶变换( i f f t f f t ) 。 n 信越大，这种效率的提高更明显。 1 2 3 循环前缀 考虑无线信道的频率选择性衰落对o f d m 符号的影响a 因为频率选择性衰 落是信道冲激响应的时延扩展造成的，图1 4 所示为频率选择性衰落信道的冲激 响应：两径信道，时延为f 一。 一t p a t h 二 图1 4 频率选择性衰落信道的冲激响廊 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估汁研究 若连续的o f d m 符号间没有保护侧隔，那么第( f 1 ) 个符号将对第f 个符号 产生干扰，也就是符号间干扰( i s i ) 。图1 5 所示为某一子载波通过图1 _ 4 所示衰 落信道传送连续符号，分别是( a ) 无保护间隔；( b ) 有保护间隔，无循环前缀；( c ) 有保护i n 隔，有循环前缀。从图1 5 可以看出，( a ) 、( b ) 都会在d f t 过程中产生 符号间干扰( 黑线部分) 。而对于( c ) 来说，当g r 。时，循环前缀有效的避免 了i s i 。添加了循环前缀的符号周期变为： 7 1 = 姆+ 瓦，t 为有效符号长度，g 为循环前缀长度且g r r a a x ( 1 7 ) 当载波数k 值较大时，o f d m 的带宽与符号速率的比值为： 里巡：!( 1 8 1 r 、一起| t 可见，i s i 的消除是以降低频谱效率为前提的。 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 第l 一1 个符号第i 个符号 ，_ _ ，1 一、 f i r s tp a t h ， j ，、o 、 5 8 一帅砒“飞 ， l ， 、 j 、一、j 、 、，一， 第i 1 个符， 第i 个符号 一i ， f i r s tp a t h 一、一 j 一_ 、 、 s d p a 曲涉，心j i 、 、_ 、一 、夕 ， j 、 a g 第i 一1 个符号 第i 个符号 付号周删 、 ，、 飞f i 夕。飞p a t h “杉、 ? ，一一r - 7 “、 、“ 。 、_ 、一 i l 一斗 g+ 图1 5 连续发送的o f d m 符号( a ) 无保护间隔；( b ) 有保护间隔，无循环前缀：( c ) 有 保护间隔，有循环前缀 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 1 。3o f d m 蜂窝通信系统中的关键技术 1 3 1 峰值平均功率 由于o f d m 信号在时域上为n 个正交子载波信号的叠加，当这n 个信号恰 好都以峰值出现并将相加时，o f d m 信号也产生最大峰值，该峰值功率是平均 功率的n 倍。这样，为了不失真地传输这些高峰均值比的o f d m 信号，对发送 端和接收端的功率放大器和, a d d 变换器的线性度要求较高，且发送效率较低。 解决方法一般有下述三种途径： i ) 信号失真技术采用峰值修剪技术和峰值窗口去除技术，使峰值振幅值简 单地非线性去除； 2 ) 采用编码方法将峰值功率控制和信道编码结合起来，选用合适的编码和 解码方法，以避免出现较大的峰值信号； 3 ) 采用扰码技术，对所产生o f d m 信号的相位重新设置，使互相关性为0 ， 这样可以减少o f d m 的p a p r a 这里所采用的典型方法为p t s ( p a r t i a l t r a n s m i ts e q u e n c e ) 和s l m ( s e l e c t i v em a p p i n g ) a 1 3 2 同步 与其它数字通信系统一样，o f d m 系统需要可靠的同步技术，包括定时同 步、频率同步和相位同步，其中频率同步对系统的影响最大。移动无线信道存在 时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移，这会使o f d m 系统子载波 间的正交性遭到破坏，使子信道间的信号相互干扰，因此频率同步是o f d m 系 统的一个重要问题。为了不破坏子载波间的正交性，在接收端进行f f t 变换前， 必须对频率偏差进行估计和补偿。 可采用循环前缀方法对频率进行估计，即通过在时域内把o f d m 符号的后 面部分插入到该符号的开始部分，形成循环前缀。利用这一特性，可将信号延迟 后与原信号进行相关运算，这样循环前缀的相关输出就可以用来估计频率偏差。 1 3 3 信道编码与交织 为了对抗无线衰落信道中的随机错误和突发错误，通常采用信道编码和交织 技术。o f d m 系统本身具有利用信道分集特性的能力，般的信道特性信息已 被o f d m 调制方式本身所利用，可以在子载波间进行编码，形成编码的o f d m o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 c o f d m ，即把o f d m 技术与信道编码、频率时间交织结合起来，提高系统的性 能，其编码可以采用各种码( 如分组码和卷积码) 。 1 3 4 信道估计 信道估计是无线通信系统中的重要组成部分。只有准确地进行信道估计，接 收端才有可能准确的进行信号解调，可靠的信道估计是无线通信提供高质量服务 的关键。 在传统的无线通信系统当中，信道估计方寨已经比较成熟。而目前对基于 o f d m 的移动通信系统的信道估计方法，尚处于研究和探索阶段。目前适用于 o f d m 系统中的各种信道估计可分为两大类： 1 1 导频辅助信道估计( p s a m ，p i l o ts y m b o l a s s i s t e dm o d u l a t i o n ) 是一种利用 导频来进行信道估计的方法。这种方法利用在数据流中插入一定数量的 已知数据( 导频) 来进行信道估计。这样可以通过已知点上的信道响应 的采样值来估计出整个信道的响应。 2 ) 盲和半盲信道估计。传统方法都是靠发送训练序列来缛到信道响应的估 计值，但是当信道是时变时，就算是缓慢变化，训练序列也要不停地循 环发送来不断更新信道估计的值。这样，信道中数据的传输效率就会大 大降低，严重影响数据传输速率。所以，在高速率的数字移动通信系统 当中，盲的信道估计方法就显出其特别的优势。因为它不需要传输训练 序列来进行估计，所以有效数据传输效率就大大提高。目前已经提出了 多种盲的信道估计方法，其中基于子空间和基于二阶统计特性的盲信道 估计方法都可以很好地应用在o f d m 系统中。 尽管如此，盲信道估计的算法复杂，收敛速度较慢。为了提高收敛 速度，可以考虑采用半盲的信道估计方法，它是在发送训练序列的方法 和盲的信道估计方法之间作一个折衷，也就是说使用一定的训练序列并 且使用盲估计的算法。这样就可以在比较快的收敛速度下保证比较好的 性能 盲和半盲信道估计是比较好的信道估计方法，它们对信道利用率的 提高有比较显著的效果，特别是在高速数字信道中效果就特别好。但是， 它们需要比较多的运算量，而且收敛速度也没有传统的方法快，这些都 需要不断改进。 o f d m 技术具有以下优点： 1 ) 频谱利用率很高，频谱效率比串行系统高近一倍。这一点在频谱资源有 限的无线环境中很重要。o f d m 信号的相邻子载波相互重叠，从理论上 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估汁研究 讲其频谱利用率可以接近n y q u i s t 极限； 2 ) 可有效对抗信号波形间的干扰，适用于多径环境和衰落信道中的高速数 据传输：由于o f d m 系统把数据分散到许多个子载波上，大大降低了 各子载波的符号速率，从而减弱多径传播的影响。通过采用加循环前缀 作为保护间隔的方法，几乎可以完全消除符号间干扰； 3 ) 采用动态子载波分配技术能使系统达到最大比特率。通过选取各子信 道、每个符号的比特数、分配给各子信道的功率，使总比特率最大。即 要求各子信道信息分配应遵循信息论中的“注水定理”，亦即优质信道 多传送，较差信道少传送，劣质信道不传送的原则； 4 ) 通过各子载波的联合编码，具有很强的抗衰落能力。o f d m 技术本身已 经利用了信道的频率分集，如果衰落不是特别严重，就没有必要再加时 域均衡器? 但通过将各个信道联合编码，可以使系统性能得到提高： 5 ) 各子信道的正交调制和解调可通过快速傅立叶反变换i f f t 和快速傅立 叶变换f f t 实现，易于d s p 实现： 6 1o f d m 较易与其它多种接入方式结合，构成m c c d m a 和 o f d m t d m a 等。 同时，o f d m 技术也存在着易受频率偏差和相位噪声影响，存在较大的峰 均平均功率比等缺点。尽管如此，o f d m 技术仍然是最适合4 g ，满足无线信道 准确高速数据传输的调制技术。 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估汁研究 第二章o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计传统方法 2 1 无线信道 2 1 1 瑞利和莱斯衰落信道 无线信道是一种典型的多径衰落信道。在发送端和接收端存在多条路径，每 条路径都存在着相互独立的路径损耗( 或增益) 和时延。假设无线信道有条径， 每条径的路径损耗( 或增益) 为甜，( f ) 、时延为r 庸) ，二者皆为复数值。那么， 当发送信号的等效基带表示为s ( f ) 时，接收信号的等效基带表示为： r ( ，) = 窆a ，慷- f l r g c r ，( t ) s ( t 一，0 ) ) = p 一r 地 ( 21 ) = 1一o h “；) 是多径信道冲激响应的等效基带表示， ( r ；f ) = 芝q o 1 2 砒占o q 鲫 ( 22 ) 若发送信号为连续射频波且载频为厂c ，并且令式( 2 1 ) 中的4 0 = 1 ，那么接收信 号可以写成， 4 0 = a ，( f 。2 和“ ( 2 3 ) 从上式可以看出，接收信号为多个随机过程的和。令 善o ) = i ，( ，】，目o ) = a r g r o )( 2 4 ) 分别为接收信号的包络和相位。当路径很多时，根据中心极限定理，可以得出接 收信号服从以下分布。其中口( f ) 在0 2 n 间服从均匀分布，而孝( f ) 的概率密度函 数为， 矧寺。盼筹，0 ) 眨s ， 上式中的1 0 0 ) 为零阶改进贝赛尔函数，记为 ，o g ) 2 磊1p ”d 目 ( 2 - 6 ) o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 ( 2 5 ) 给出的概率密度函数被称作莱斯分布。当r o ) 为零均值的复高斯随机过程时， 珈) 的概率密度函数变为， ，一 p ( 善) = 上了p2 一，( f o )f 2 7 ) 盯。 该分布被称为瑞利分布。 般情况下，当发送端和接收端存在直接路径( 无反射) 时，我们认为无线 信道的包络服从莱斯分布；当发送端和接收端不存在真接路径时( 完全为反射或 折射产生的多径) ，我们认为无线信道豹包络服从瑞利分布，也就是说无线信道 发生了深衰落。 2 1 2 频率选择性衰落 若 ( ，f ) 是广义平稳随机过程，它的自相关函数可以用下式表示， 丸p 。，r ：；f ) ：三e k ( f ，；f 如( ：；f + r ) 】 ( 2 8 ) 进一步假设时延为r 。的信道，其衰落与相位偏移与时延为f ：的信道的衰落和相位 偏移互不相关，也可以称其为不相关色散。那么， 丸( r ，r ：；r ) = 丸( 。；出弦( ；一r ：) ( 2 9 ) 当a t = 0 时，丸( f ) = 九g ；o ) 为多径时延谱或多径密度谱 信道的输出平均功率的关系： 丸( f ) = 以( ；o ) = 三e k ( r ；r k o ；，) 】 反映了信道的时延r 与 ( 2 1o ) 无线信道在时刻f 的传输函数可以从 ( r ；f ) 的傅立叶变换得到， ( 厂；f ) = 胁p ；r 一7 7 加d r( 2 1 1 ) 其自相关函数定义为， 如( v ；，) = 去e 防。驴；，阿( 厂+ 厂；f + 瑚 ( 2 1 2 ) 将( 210 ) 和( 2 1 1 ) 代入式( 2 1 2 ) 中，得， 。( i 厂；f ) = 阮( f ；f 一，2 。矾d f( 2 1 3 ) 上式中，当a t = 0 时，就得到了信道的空一频相关函数加( 缈) = 九( a f ；o ) 九( 厂) = 阮( r 叩嘶打 ( 2 1 4 ) o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 ( 2 1 4 ) 式表示信道的频域间隔为厂时的相关性。 多径信道的相干带宽。在该带宽内，信道是高度相关的；换一种说法就是 九( 可) 幻( o ) 近似为l 。相干带宽简记为( ，) 。当信号通过多径信道时，若信道 的相干带宽远远小于信号的带宽，该信道就被称为频率选择性的，信号通过信道 后严重失真；若信道的相干带宽远远大于信号的带宽，该信道就被称为是非频率 选择性的或平坦的。 2 1 3 时间选择性衰落 式( 2 - 1 3 ) 中，当厂= 0 时，就得到了信道的空时相关函数幻( f ) = “( o ；船) ， 表示信道的时域间隔为a t 时的相关性。定义九( 出) 的傅立叶变换为多普勒功率 谱， d h g ) = p 。( f 川础抛， 如( 出) = f d m 砖弦，2 删由 ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 多径信道的相干时间。信道在该时间内是高度相关的；换一种说法就是 如( f ) 如( o ) 近似为1 。相干时间简记为( r l 。当信号通过多径信道时，若信道 的相干时间远远小于符号周期，该信道就被称为时间选择性的或快衰落；若信道 的相干时间远远大于符号周期，该信道就被称为非时间选择性的或慢衰落。 2 1 4 多普勒频移 无线信道可以模拟为j a k e s 模型 1 1 ，即带有全向天线的接收机以速度v 运动， 多个信号从各个方向到达接收天线。若信号的到达方向与移动台移动方向的夹角 为臼，则信号的多普勒频移为， f = - - v c o s 6 , = f oc o s 0 ( 2 1 7 ) 其中 为波长，f o 为最大多普勒频移。定义功率谱密度为d m g ) ，接收信号在频 率范围k ，f + 亦】的功率为， d o 矧1 2 x 罢例 对式( 2 1 7 ) 求导可得， a = 一 口s i n o d 0 ( 2 18 ) ( 2 1 9 ) 一i3 一 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 把公式( 2 1 9 ) 代入( 2 ，1 8 ) ，就可得到多普勒功率谱， 吼) 。焉专 z o ) 式f 2 2 0 ) 表明接收信号的带宽被扩展；换句话说，信号在通过信道时被噪声频率 调制，并且此频率调制是随机的。图2 1 所示为盯：= 1 时的多普勒功率谱。 孚 1 1 ! l l ，一、 。印 ， 一 l 越 i ，j 。 j 、一一一 】 o i 一一赢_ i 一 图2 1 多普勒功率谱( d o p p l e rp o w e rs p e c t r u m ) 把式( 2 2 0 ) 代入式( 2 1 6 ) ，空一时相关函数为， 九【f ) = q 2 j o ( 2 矶a t )( 2 2 1 ) 总的来说，有三个因素影响无线信道的衰落特性：包络的概率密度函数( 莱 斯分布、瑞利分布) ，频率选择性( 频率选择性、非频率选择性) 和时间选择性 ( 快衰落、慢衰落) 。这三个因素互相独立，它们的不同组合描述了无线信道的 不同特性。如发送端和接收端不存在直射信道且数据传输速率很高，接收端在接 收数据时高速运动，那么该无线信道可以被称为“频率选择性快衰落瑞利信道”。 2 2o f d m 信道估计分类 为 我们可以从不同的角度对信道估计进行分类，根据数字信号处理准则可分 1 ) m m s e 信道估计，最小均方误差信道估计； 2 1l s 信道估计，最小二乘信道估计； 根据是否使用导频可分为： 1 1 导频辅助的信道估计，是一种利用导频进行信道估计的方法。这种方法 o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 利用在数据流中插入一定数量的已知数据( 导频) 来进行信道估计。这 样可以通过己知点上的信道响应的采样值来估计出整个信道的响应。导 频辅助信道估计是现在比较常用的方法，性能较好。但这种方法的缺点 是导频信号的插入占用了有效信号的带宽，降低了频谱效率。 2 ) 半盲和盲信道估计。传统方法都是靠发送训练序列来得到信道响应的估 计值，但是当信道是时变时，就算是缓慢变化，训练序列也要不停地循 环发送来不断更新信道估计的值。这样，信道中数据的传输效率就会大 大降低，严重影响数据传输速率。所以，在高速率的数字移动通信系统 当中，盲的信道估计方法就显出其特别的优势。因为它不需要传输训练 序列来进行估计，所以有效数据传输效率就大大提高。目前已经提出了 多种盲的信道估计方法，其中基于子空间和基于二阶统计特性的盲信道 估计方法都可以很好地应用在o f d m 系统中。 为了提高收敛速度，可以考虑采用半盲的信道估计方法，它是在发 送训练序列的方法和盲的信道估计方法之间作一个折衷，也就是说使用 一定的训练序列并且使用盲估许的算法。这样就可以在比较快的收敛速 度下保证比较好的性能。盲和半盲信道估计是比较好的信道估计方法， 它们对信道利用率的提高有比较显著的效果，特别是在高速数字信道中 效果就特别好。但是，它们需要比较多的运算量，而且收敛速度也没有 传统的方法快，这些都需要不断改进。 根据发送和接收天线数目可分为： 1 ) s i s o 信道估计，传统的o f d m 信道估计均基于单入单出的o f d m 。 2 ) m i m o 信道估计，m i m o o f d m 是当前o f d m 技术研究的热点，多天 线技术与o f d m 的结合将提供前所未有的信道带宽和数据速率，是下 一代蜂窝移动通信最理想的选择。 考虑到在实际系统的应用中，亩半亩信道估计具有算法复杂、收敛速度较 慢的缺点；而导频辅助的信道估计在复杂度很高的情况下能达到很好的误差性 能，所以本论文主要讨论o f d m 系统中导频辅助的信道估计。 2 3 $ 1 8 0 o f d m 系统信道估计 图2 2 是o f d m 系统框图。从该图中可以看出此系统为单入单出( s i s o ) ， 即单发送天线、单接收天线。发送端的时域o f d m 符号为， z 0 ) = i d f t 忸似) ) n = 0 , 1 2 。n l( 2 2 2 ) 插入循环前缀后，o f d m 符号变为， 8 j n a d a t a 0 u t p u d a t a o f d m 蜂窝通信系统中的信道估计研究 x ，如) = ：曷，+ ”1 ”n ：2 。- ，n ，g , ，- n g 。+ 1 一1 c z ，：， o f d m 符号通过无线信道后， y r = x f ( n ) o 向0 ) + w ( n ) ( 2 2 4 ) 接收端移除循环前缀后y 0 ) = y y ( h ) ，接收频域o f d m 符号为， y ) = d p r 侈( h ) k = 0 , 1 2 ，n 一1( 2 2 5 ) 当o f d m 符号周期较小时，无线信道在o f d m 符号周期内不会发生变化，接收 频域o f d m 符号也可以表示为， y ( ) = x ( k 弘了 ) + 矿( 女) k = 0 , 1 ，n 一1 ( 2 。2 6 ) 假设信道估计值为w 。 ) ，那么接收端获得的发送符号变为， = 器 1 ，_ 1 ( 2 2 7 ) 图2 2 正交频分复用( o f d m ) 系统框图 2 3 1 最小二乘l s ) 信道估计 l s 信道估计是最简单的信道估计方法。通过在发送信号中插入导频信号( 收 方确知的信号) ，接收端