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摘要 正交频分复用( o f d m ，o n h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 以其高 的频谱利用率和强的抗多径衰落能力，已经被欧洲数字广播系统及正e e 8 0 2 1 1 a 、 h i p e r l 础刚2 和i e e e 8 0 2 1 6 等无线局域网选为物理层标准技术。然而，o f d m 技 术的发展还尚未完善，在同步、信道估计等方面的技术还有待改善。 本文研究了o f d m 系统的同步技术。首先分析了载波频率、符号定时和样值 定时偏差对系统性能的影响，得出结论：载波频率和符号定时偏差是影响系统同 步性能的主要因素。其次，本文对非数据辅助类的典型同步算法- m l ( m a ) 【i m 啪 l i k e l i h o o d ) 算法做了深入仿真研究，得出结论：m l 算法计算量小、实现简单，且 可以用于频率和符号定时同步，但该算法的频率估计范围过小，定时估计也较为 粗糙，而且m l 算法的一个很大问题是它基本上只能用于加性高斯白噪声信道。 因此，该算法不适合直接应用于实际系统。再次，在数据辅助类同步方法中，本 文详细研究了s c l l i i l i d l 、m i l l i l 和p 盯k 方法，进行了仿真分析，并做了对比。 本文的第二个研究重点是o f d m 系统的信道估计技术，主要研究了导频辅助 的信道估计技术。首先研究了导频符号的放置方式，分析了不同导频方式适合的 信道特点；其次，研究了导频位置信道信息的获取算法：l s 算法和m m s e 算法。 在信道估计的插值方法中，研究了线性插值、高斯插值及c u b i c s p l i n e 内插方法。 最后，用仿真另珐对比了三种插值方法的优劣，分析了不同导频方式在快衰落信 道中的性能。 关键词：正交频分复用同步符号定时信道估计导频辅助 a b s t r a c t o n h 0 9 0 n a lf r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( o f d m ) h a sl l i 曲s p e c t m me m c i e n c y a i l di sr o b u s tt 0t l l em u l t i p a t hf a d i n g o w i n gt ot h e s ea d v a n t a g e s ，o f d mh a sb e e nu s e d i nt h ee u r o p e a i ld i 百t a lb r o a d c a s tr a d i os y s t e ma n db e e i ls e l e c t e d 弱t h es t a n d a r d p h y s i c a ll a y e r si n 正e e 8 0 2 1 l 钆h i p e r l a n 2a i l d 正e e 8 0 2 16w l ，a n s w h e r e 嬲，s o m e t e c l l i l i q u e si no f d ms y s t e m sa r es t i un o tc o n s m m n a t e ，e s p e c i a l l yi ns ) ，i l c h r o i l i z a t i o n 锄dc h a n n e le s t i m a t i o n i l l ef i r s tr e s e a r c hw o r ko ft 1 1 i st l l e s i si ss y n c t 咖i z a t i o n h lt h ef i r s tp l a c e ，m ei n n u e n c e o fc 删e r 丘e q u e n c y ，s y m b o l t i m i n ga n ds a m p l i n g - t i m i n go f r s e th 嬲b e e nd i s c u s s e d t h e c o n c l u s i o ni st h a ts y m b o l t i m i n g 锄d 仔e q u e n c yo f r s e ta r et h em a i nf a c t o r sw h i c ha f f e c t m es y s t e mp e d 0 m a l l c e h 1t h es e c o n dp l a c e ，m a ) ( i m 啪l i k e l i h o o d ( m l ) m e t h o dw i l i c h i sb a s e do nt 1 1 ec y c l i cp r e f i x ( c p ) h 弱b e e nr e s e a r c h e di n d 印t h l a s t ，i nt h ed a t a a i d e d a l g o r i t h m s ，s c h m i d l ，m i l l l la i l dp a r km e t h o d sa r es t u d i e d 锄ds i m u l a t e db ym a t “墟 i - l l es e c o n d 锄a l y s i sp o i n ti nt h em e s i si sc h a n n e le s t i m a t i o n 1 1 1 i st h e s i sf o c u s e so nm e p i l o ts y m b o l a i d e de s t i m a t i o n f i r s t ，ii l w e s t i g a t em ep e r f o m l a j l c eo fv a r i o u sp i l o t 锄锄g e m e n tp a t t e n l s s e c o n d ，l e a s ts q u a r e ( l s ) a n dm i n i m 啪m e 吼s q u a r ee n o r ( m m s e ) a l g o r i t h m sh a v eb e e ns t u d i e df o rt h ep u 叩o s eo fo b t a i n i n gt h e c h a l l l l e l i i l f o 硼a t i o na tm ep i l o ts p o t s m o r e o v e r s o m ei n t e r p 0 1 a t i o na l g o r i t h m sh a v eb e e n a n a l y z e dt 0e s t i m a t ec h a n n e li n f o m a t i o nb e s i d ep i l o ts p o t s ，s u c ha sl i n e a ra i l d g a u s s i a i li m e 印o l a t i o n l a s t ，s i m u l a t i o n sh a v eb e e nc 枷e do u tt 0c o n 仃雒td i 朊r e l l tp i l o t p a t t e m si nv 撕o u sc h 锄e l s k e y w o r d ： o f d m s y n c h r o n i z a t i o ns y m b o lt i m i n g c y c i i cp r e n xc h a n n e i e s t i m a t i o np i l o t 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：查堡 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 日期型：呈：2 日期至竺! 乞：呈：2 第一章绪论 第一章绪论 1 1 引言 近年来，随着经济的增长、社会的发展，人们对通信的质量、内容提出了更高 的要求，希望能够自由地通过语音、数据、图像和视频等多种媒体进行高速的实时 通信。然而，现有的以提供话音业务为主的移动通信系统已难以满足人们的需求。 因此，需要大大提高网络容量、移动数据传输速率、通信质量等，这就对频谱资源 有限的无线通信提出了巨大的挑战。 正交频分复用( o n h o g o n a lf r e q u e l l c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，o f d m ) 调制技术 的出现为实现高效的抗干扰调制技术和提高频带利用率开辟了一条新的路径。 o f d m 是目前已知的频谱利用率最高的一种通信系统，它将数字调制、数字信号 处理、多载波传输等技术有机结合在一起，使得它在系统的频谱利用率、功率利用 率、系统复杂性方面综合起来有很强的竞争力，是支持未来移动通信，特别是移动 多媒体通信的主要技术之一。 1 2o f d m 系统发展历史 o f d m 技术的应用可以追溯到2 0 世纪6 0 年代，在1 9 6 6 年由r w c h a l l g 提 出【l j 。在【1 中，c h a l l g 提出了一种在线性带限信道上同时传输多路信息传输方法， 能同时避免子载波间干扰( h l t e rc a 玎i e rh l t e r f e r e n c e ，i c i ) 和符号间干扰( 1 1 1 t e r s y m b o li n t 刊f e r e i l c e ，i s i ) 。1 9 6 7 年，b r s a l t z b e r g 对c h a n g 提出的方法进行了性能 分析，并且得出很重要的结论，即在并行传输系统中，相邻信道间的串扰将是信道 畸变的主要原因，因此系统设计的重点应在于尽量减少相邻信道间的串扰，而不是 完善每一个单独的信道。在早期的o f d m 系统中，发信机和相关接收机所需的副 载波阵列是由正弦信号发生器产生的，并且在相关接收时各副载波需要准确地同 步，因此当子信道数很大时，系统就显得非常复杂和昂贵。 一个简单有效地实现o f d m 技术的方法是在1 9 7 1 年由w e i i l s t e i n 和e b e n 提出 【2 1 。这种方法使用离散傅立叶变换( d f t ，d i s c r e t ef o u r i e rt r a i l s f 0 衄a t i o n ) 来实现 o f d m 基带系统中的调制和解调功能，从而省去了j 下弦信号发生器。d f t 的引入 使o f d m 系统便于使用目前的数字信号处理硬件来实现，为o f d m 的实用化奠定 了基础。另外，为了抵抗i s i 和i c i ，在符号间加入了保护间隔( g i ，g u a r di n t e r v a l ) 。 另一个重要的贡献是在1 9 8 0 年p e l e d 和r u i z 使用循环自订缀 3 】( c p ，c y c l i cp r e f i x ) 2 o f d m 系统同步与信道估计研究 或循环后缀来解决子载波间的正交性，而不是使用空的保护间隔，他们把o f d m 符号的循环扩展添加到保护间隔中，有效地将信道与传送符号之间的线性卷积近似 成循环卷积。这种方法当c p 长度比信道的脉冲响应时间长时，能很好的解决保持 子载波正交性的问题和符号间干扰问题。只要保护间隔大于信道的最大脉冲响应， 即使在色散信道上也能获得较好的正交性。在消除符号间干扰( i s i ) 的同时，保 证系统在多径条件下仍能保持正交。至此，形成了我们现在广泛使用的o f d m 系 统的概念。 自从2 0 世纪8 0 年代以来，随着数字信号处理( d s p ) 技术和超大规模逻辑集 成电路( v l s i ) 技术的发展，以及人们对更高速率更高质量和更多灵活性的通信 方式的不断追求，世界上掀起o f d m 的研究热潮。o f d m 技术被越来越多地使用 于各种国际上的标准：如非对称数字用户环路o s l ，a s y i i 蚰e t r i c a ld i 西t a l s u b s c 抽e r “n e ) 和高速数字用户环路( h d s l ，h i g l ld i 西t a ls u b s 谢b e rl i n e ) ，它们使 用o f d m 技术可以有效地消除符号间干扰。在a d s l 中，o f d m 被当作离散多音 调制( d m t ，d i s c r e t em u l t i t o n e ) 来使用，成功地应用于有线环境中。a d s l 将原先 电话线路从0 h z 到1 1 m h z 频段划分成2 5 6 个 频宽为4 3 k h z 的子频带，使下行信号达到8 m b p s ，上行信号达到l m b p s 。 1 9 9 5 年，欧洲电信标准协会制定了数字音频广播( d a b ，d i 舀t a la u d i o b r o a d c a s t i n g ) 标准，d a b 是在a m 和f m 的模拟广播的基础上发展起来的，它可以 提供与c d 相媲美的话音质量，以及新型的数据服务。紧跟着是1 9 9 7 年，数字视 频广播( d v b ，d 硒t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g ) 标准采用的编码正交频分复用调制。 在1 9 9 8 年7 月，i e e e 8 0 2 1 1 a 标准决定选择o f d m 技术作为其无线局域网 ( w l n ，、斫r e l e s sl o c a la r e an e 觚o r k ) 5 g h z 波段的物理层接入方案，这是o f d m 技 术第一次被运用于分组业务通信中。此后，日本的多媒体移动接入推进协议会 ( m m a c ，m o b i l em u l t i m e d i aa c c e s sc o m m u n i c a t i o n s ) ，欧洲的宽带射频接入网 ( b 黜n ，b r o a dr a d i oa c c e s sn e 似o r k ) 的局域网标准都使用o f d m 作为标准调制技 术。 1 9 9 9 年1 2 月，包括e r i c s s o n ，n o k i a 和w i l 心在内的7 家公司建立国际o f d m 论坛，致力策划一个基于o f d m 技术的全球性统一标准。2 0 0 0 年1 1 月，o f d m 论坛的固定无线接入工作组向i e e e 8 0 2 1 6 3 的无线城域网委员会提交了一份建议 书，提议采用o f d m 技术作为i e e e 8 0 2 1 6 - 3 城域网的物理层标准。 2 0 0 1 年，i e e e 8 0 2 1 6 通过了无线城域网标准，该标准根据使用频段的不同， 具体可分为视距( l o s ) 和非视距( n l o s ) 两种。其中，使用2 l l g h z 许可和 免许可频段，由于在该频道波长较长，适合非视距传播，此时系统会存在较强的多 径效应，而在免许可频段还存在干扰问题，所以系统采用了抵抗多径效应、频率选 择性衰落或窄带干扰上有明显优势的o f d m 调制，多址方式为o f d m a 。之后， 第一章绪论 i e e e 8 0 2 1 6 的标准每年都在发展，2 0 0 6 年2 月，砸e e 8 0 2 1 6 e ( 移动宽带无线城域 网接入空中接口标准) 形成了最终的出版物。当然，采用的调制方式仍然是o f d m 。 2 0 0 4 年1 1 月，根据众多移动运营商、制造商和研究机构的要求，3 g p p 通过 被称为l t e ( l 0 n gt e me v o l u t i o n ) 即“3 g 长期演进 的立项工作。项目以制定 3 g 演进型技术规范作为目标。3 g p p 经过激烈的讨论和艰苦的融合，终于在2 0 0 5 年1 2 月选定了l t e 的基本传输技术，即下行o f d m ；上行s c f d m a ( 单载波 o d m a ) 。o f d m 由于技术的成熟，被选定为下行标准很快就达成了共识。而在上 行技术的选择上，由于o f d m 的高峰均比( p a p r ) 使得一些设备商认为会增加终 端的功放成本和功率消耗，限制终端的使用时间，一些则认为可以通过滤波，削峰 等方法限制峰均比。不过，经过讨论，最后上行还是采用了s c f d m a 方式。拥有 我国自主知识产权的3 g 标准咖s c d m a 在l t e 演进计划中也提出了 t p - c d m o f d m 的方案。 随着人们对通信数据化、宽带化、个人化和移动化的需求的增加，r r u 提出了 b 3 g 4 g 的目标，并希望在2 0 l o 年予以实现。b 3 g 饵g 的目标是在高速移动环境下 支持高达1 0 0 m b s 的下行数据传输速率，在室内和静止环境下支持高达1 g b s 的下 行数据传输速率。而o f d m 技术必将在其中扮演重要的角色。 1 3 1o f d m 系统的优势 1 3o f d m 的技术特点 1 3 1 1 抗多径干扰能力强，抗衰落能力强 首先，因为当信道中因多径传输而出现频率选择性衰落时只有落在频带凹陷处 的子载波及其携带的信息受到影响，而其它子载波不会受到干扰，因此系统总的误 码率性能要好得多。其次，由于一般的o f d m 系统均采用循环前缀( c y c l i cp r e 丘x ， c p ) 方式，这使得它在一定条件下可以完全消除信号的多径传播造成的码间干扰， 完全消除多径传播对载波间正交性的破坏。另外，还可以通过各子载波的信源信道 联合编码使得系统性能能得到进一步提高。 1 3 1 2o f d m 具有非常高的频谱利用率。 传统的f d m 系统为了分离丌各子信道的信号，需要在相邻的信道间设置一定 的保护间隔( 频带) ，以便接收端能用带通滤波器分离出相应子信道的信号，造成了 频谱资源的浪费，如图1 1 所示。o f d m 系统各子信道问不但没有保护频带，而且 4 o f d m 系统同步与信道估计研究 相邻信道间信号的频谱的主瓣还相互重叠，如图1 2 所示，但各子信道信号的频谱 在频域上是相互正交的，各子载波在时域上是正交的，o f d m 系统的各子信道信 号的分离( 解调) 是靠这种正交性来完成的。另外，o f d m 的个子信道上还可以采用 多进制调制( 如频谱效率很高的q a m ) ，进一步提高了0 印m 系统的频谱效率。这 对频谱资源非常稀缺的蜂窝无线通信系统而言，是非常宝贵的。 信道 123 45678 圉1 1 传统f d m 系统频谱示意图 1 3 1 3 实现简单 图1 2o f d m 系统频谱示意图 首先是调制解调简单。由于o f d m 可以用i d f t 和d f t 来完成系统基带的调 制与解调，既不用多组振荡源，也不用带通滤波器组分离信号。其次是均衡简单。 o f d m 的子载波把整个信道划分成许多窄带信道，尽管整个信道是有可能是极不 平坦的衰落信道，但在各子信道上的衰落却是近似平坦的，这使得o f d m 系统子 信道的均衡特别简单，往往只需一个抽头的均衡器即可。 其次，容易实现不同的上下行速率。无线数据业务一般都存在非对称性，即下 行链路中的数据传输量要远远大于上行链路中的数据传输量，这就要求物理层支持 非对称高速数据传输，而o f d m 系统可以很容易地通过使用不同数量的子信道来 实现上行和下行链路中不同的传输速率。 1 3 2o f d m 系统存在的问题 任何事物都存在两面性，o f d m 技术在拥有以上诸优势的同时也不免存在着 许多不足之处。 1 3 2 1 峰均比问题 与任何多载波调制系统一样，o f d m 也面临着峰均功率比( p e a l ( t o a v e r a g e 第一章绪论 p o w e rr a t i o ，p a p r ) 过大的问题。这是o f d m 技术的难点，也是o f d m 技术走 向实用化的主要障碍。多载波系统的输出是多个子信道信号的叠加，因此如果多个 信号的相位一致时，所得到的叠加信号的瞬时功率就会远远高于信号的平均功率， 导致出现较大的峰值平均功率比。这就对发送端高功率放大器( h i 曲p o w e r 加n p i i f i h p a ) 的线性提出了很高的要求，同时也对接收端前端放大器以及a d 变换器的线性度提出了高要求，进而增加了系统的成本。如果功率放大器的线性范 围太小，就会带来信号畸变，使信号的频谱发生变化，从而导致各个子信道间的正 交性遭到破坏，产生干扰，使系统的性能恶化。 1 3 2 2 同步问题 正交频分复用对同步误差非常敏感，因此同步是正交频分复用系统研究的关键 问题之一。在o f d m 系统中，同步主要包括载波频率同步和时间同步，时间同步 又可分为o f d m 符号定时同步和采用时钟同步。 l 、载波频率同步误差的影响 载波频率同步误差造成接收信号在频域的偏移。o f d m 的主要缺陷之一就对 载波频率偏移的灵敏度过耐】。在o f d m 系统中，只有发送和接收的子载波完全 一致，才能保证子载波间的正交性，从而可以正确地接收信号。实际系统中，由于 本地时钟源( 如晶体震荡器) 不能精确的产生载波频率，总要附着一些随机相位调 制信号，结果使接收机产生的频率不可能与发送端的频率完全一致。在单载波系统 中，载波频率的偏移只会对接收信号造成一定的衰减和相位旋转，这可通过均衡等 方法来加以克服；而对于多载波系统来说，由于子载波不再在离散傅立叶变换的 s i n c 函数的波峰处取样，所以会产生比较大的衰减，而且由于不能在s i n c 函数的零 交叉点进行取样，相邻的载波间会产生干扰，各子载波间的正交性被破坏，从而对 o f d m 系统的性能产生严重的影响。 引起o f d m 系统频率偏差的主要原因有发射与接收机载波的频率偏差、载波 相位噪声、d a 与d 抽样频率偏差以及发射接收设备间无线信道的多普勒频偏 等【l2 1 。频率偏差对o f d m 信号解调的影响是使子载波之间失去正交性，它会削弱 当前子载波信号功率，并且引入子载波间干扰( i c i ) 。 如果频率误差是子载波间隔f 的整数倍，则接收到的子载波频谱将平移n 个 载波位置，子载波之间还是相互正交的，但o f d m 信号的频谱结构错位，从而导 致误比特率等于0 5 的严重错误。 如果频率误差不是子载波间隔f 的整数倍，则一个子载波的信号能量将分散 到相邻的两个子载波中，导致子载波失去正交性，引入了i c i ，也会造成系统性能 的下降。 6 o f d m 系统同步与信道估计研究 2 、符号同步误差的影响 与载波频率同步误差不同，符号同步误差不会引起子载波间干扰( i c i ) ，但符 号同步误差将导致f f t 处理窗包含连续的两个o f d m 符号，从而引入了o f d m 符 号间干扰( i s i ) 。并且即使f f t 处理窗位置略有偏移，也会导致o f d m 信号频域 的偏移，从而造成信噪比损失和误比特率( b e r ) 性能的下降。 具体来说，符号同步是指确定单个o f d m 符号开始和结束的精确时刻。符号 定时的结果将决定f f t 的窗口，也就是用于计算每一个接收到的o f d m 符号的f f t 的一组取样值范围。由于在o f d m 符号之间插入了保护间隔，因此只要保护间隔 的长度大于最大时延扩展长度，基本上就可以完全消除由于多径时延扩展引起的符 号间干扰( i s i ) ；另一方面，对o f d m 符号在保护间隔内进行了周期扩展，可以 避免子信道间干扰( i c i ) 的影响。所以，在f f t 的运算窗口( o f d m 符号持续时 间) 内，子载波频率的正弦波函数只要同时满足两个条件，即包含整数个周期和振 幅恒定，就可保证各子载波之间的正交性，从而完全消除i c i 和i s i 的影响；只有 当f f t 运算窗口超出了符号边界，或者落入了符号的幅度滚降区间，才会引起i s i 和i c i 。因此，与单载波系统相比，o f d m 系统对符号定时同步的要求相对较宽松。 但是，符号定时算法的性能将直接影响到o f d m 系统的有效多径容限：当符号定 时在o f d m 符号的第一个取样值时，o f d m 的接收机可以达到多径容限的最大值。 尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择，但显然任何符号定时的变化都会 增加0 f d m 系统对时延扩展的敏感程度，因此系统所能容忍的时延扩展就会低于 其设计值。为了尽量减小这种负面的影响，需要尽量减少符号定时同步的误差。 3 、样值同步( 采用时钟同步) 误差的影响 样值同步指接收端模数转换器( a d c ) 的取样频率要与发射端数模转换器 ( d a c ) 的取样频率一致。在接收机中，经过载波解调的o f d m 连续信号必须进 行抽样和a d 变换，然后才能利用f f t 变换到频域，进行各子载波上信号的解调。 如果接收机和发射机中的取样频率存在偏差，则会存在两方面影响：一方面是 信噪比损失；另一方面是由此导致的缓慢符号定时偏移。 1 3 2 3 信道估计问题 无线信道的传输特性直接决定无线通信系统的性能，复杂的无线传输环境使得 无线信道具有随机时变特性，在无线信道中实现高速可靠的信息传输面临许多困 难。 在无线通信中，发射机和接收机之间的传播路径非常复杂，发射信号在传播中 往往会受到环境中的各种物质引起的遮挡、吸收、反射、折射和衍射的影响，形成 多条路径信号分量到达接收机。不同路径的信号分量具有不同的传播时延、相位和 第一章绪论 7 振幅，并附加有信道噪声，它们的叠加会使复合信号相互抵消或增强，导致严重的 衰落。这种衰落会降低有用信号功率并增加干扰的影响，使得接收机的接收信号产 生失真、波形展宽、波形重叠和畸变，甚至造成通信系统解调器的输出出现大量差 错。 在通信网络中应用o f d m 技术时，可采用相干解调或差分解调方式。差分解 调由于信号包含在相邻符号之差中，不需要进行信道估计，接收机较为简单，但是 与相干解调相比，在信噪比方面会有3 d b 的损失。并且，差分解调无法应用多电 平调制技术，因此为了获得更高的数据速率和频谱利用率与良好的系统性能，通常 采用相干解调方式。而相干解调依赖于对各载波上信号相位与幅度的变化的了解， 因此需要对信道做出准确的估计，在o f d m 系统中，研究如何获得最佳的信道估 计十分重要。 o f d m 把具有频率选择性衰落的传输信道划分为若干个窄带平坦衰落的子信 道，克服了频率选择性衰落的影响。但在o f d m 系统中，各个子信道虽只受平坦 衰落的影响，但由于所占用的频率不同，因而各个子信道的衰落程度不同。若各个 子载波采用相同的调制方式，则各个子信道的误码率不同，而系统总的误码率取决 于衰落最严重的子信道的性能。因此，要提高宽带无线o f d m 的传输系统性能， 必须根据0 f d m 系统中信道衰落的特点，采用先进的处理技术克服各个子信道衰 落不同对系统性能的影响。 1 4 论文章节安排 第一章，绪论。首先介绍了o f d m 系统的发展历史，然后分析了o f d m 系统 的技术特点。接着概述了o f d m 系统的技术优势以及存在的问题。 第二章，阐述了o f d m 系统的基本原理。先从频谱上说明了o f d m 系统是一 个多载波复用的传输系统，然后详细分析了o f d m 的载波复用方式，从0 f d m 的 时域表达式开始分析了它的各个子载波正交性的原理，说明了正交的各个子载波虽 然频谱有一半的重叠，但可以凭借其正交性，在接收端用一个积分器来分离各个子 载波。最后介绍了离散傅立叶变换( i f f t 佰f t ) 在o f d m 调制时的应用，以及加 入循环前缀对o f d m 系统的意义。 第三章，研究了o f d m 系统中的同步问题，重点讨论了载波频率偏差和符号 定时偏差的同步问题。首先从理论上分析了载波频偏对系统信噪比的影响；阐述了 符号定时偏差以及样值定时偏差对系统性能的影响。接着，概述了o f d m 系统的 同步过程，分析了同步算法原理、介绍了当前热点讨论的几类同步算法。之后，对 非数据辅助类同步算法，详细讨论了m l 算法，并进行仿真分析；此外，对于数据 辅助类算法，详细分析了s c i d l 算法，m i 衄算法以及p 破算法，并进行了仿真 o f d m 系统同步与信道估计研究 比较。 第四章，研究了o f d m 系统的信道估计问题。主要讨论了导频辅助信道估计 技术。介绍了几种流行的导频符号的放置方式，并分析了其优缺点。又根据二维抽 样定理分析了导频的间隔问题。并研究了几种典型的导频辅助的估计方法。接着研 究了接收端获取导频位置信息的几种算法以及几种恢复信道信息的算法。 第五章，论文总结。 第二章o 固m 技术的基本原理 9 第二章o f d m 技术的基本原理 正交频分复用( o f d m ) 是一种特殊的多载波传输方案，它可以被看作是一种调 制技术，也可以被当作一种复用技术。o f d m 的基本原理就是把高速的数据流通 过串并变换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输，由于每个子 信道中的符号周期会相对增加，因此可以减轻由无线信道的多径时延扩展产生的 时间弥散性对系统造成的影响，并且还可以在o f d m 符号之间插入保护间隔，令 保护间隔大于无线信道的最大时延扩展，这样就可以最大限度地消除由于多径而 带来的符号间干扰( i s i ) ，而且，一般都采用循环前缀作为保护间隔，从而可以避免 由于多径带来的信道间干扰( i c i ) 。 2 1 单载波与多载波通信系统 2 1 1 单载波传输系统 传统上，我们采用的通信系统是单载波方案，如图2 1 。其中g ( t ) 是发送滤波 器，旷( t ) 是接收滤波器，这种系统在传输速率不太高的情况下，多径效应对信号 符号之间造成的干扰不是特别严重，可以通过使用合适的均衡算法使得系统能够 正常工作。但是对于宽带业务来说，由于数据的传输速率较高，时延扩展造成的 数据符号之间的相互交叠，从而产生了符号之间的串扰( i s i ) ，这对均衡提出了更高 的要求，需要引入复杂的均衡算法，还要考虑到算法的可实现性和收敛速度。换 个角度，当发送信号带宽接近或超过信道相关带宽时，信道的时间弥散将会造成 频率选择性衰落，使得同一信号的不同频率成分体现出不同的衰落特性，这将造 成接受信号波形非线性畸变，严重影响系统的误码性能。 2 1 2 多载波传输系统 图2 1 单载波系统基本结构 多载波传输通过把数据流分解为若干个子比特流，这样每个子比特流就具有 低得多的比特率。用这样的低比特率符号去调制相应的载波，从而构成多个低速 1 0 o f d m 系统同步与信道估计研究 率符号并行发送的传输系统。在单载波系统中，一次衰落或干扰就有可能导致整 个链路失效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的予信道受到深度衰 落的影响，对整个链路影响不大。图2 2 中给出了多载波系统的基本结构示意图。 +( 乎 图2 2 多载波系统的基本结构 多载波传输技术有多种提法，如正交频分复用( 0 f d m ) 、离散多音调制( d m t ) 和多载波调制( m c m ) ，这3 种提法在一般情况下等同，只在o f d m 中个子载波保 持相互正交，而在m c m 中这一条件并不成立。 多载波技术的个子载波间距有三种不同的设置方案，如图2 3 中所示。( a ) 是传 统的频分复用，将整个频带划分成n 个不重叠的子带，在接收端用滤波器组进行 分离，这种方法的优点是简单、直接；缺点是频谱利用率低，而且多个滤波器的 实现也会加大技术和资金的困难。( b ) 是采用偏置q a m ( s q a m ) 技术，在3 d b 处载 波频谱重叠，其复合谱是平坦的，子带的正交性通过交错同相或正交子带的数据 得到( 即将数据偏移半个周期) 。( c ) 方案即为o f d m ，各子载波有1 2 的重叠，但保 持相互正交，在接收端通过相关解调技术分开，避免使用滤波器组，同时是频谱 效率提高了近一倍。 ( a ) 传统频分复用 ，( b ) 3 d b 频分复用( c ) o f d m 厂 图2 3 子载波频谱设置 2 20 f d m 系统基本原理 正交频分复用( o f d m ) 的基本原理就是把高速的数据流通过串并变换，分配到 传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输。 一个o f d m 符号之内包括多个经过调制的子载波的合成信号，其中每个子载 波都可以受相移键控p s k 或者正交幅度调制q a m 符号的调制。如果n 表示子信 道的个数，t 表示o f d m 符号的宽度，吐( 滓o ，1 ，2 ，n 1 ) 是分配给每个子信 第二章o f d m 技术的基本原理 道的数据符号，正是第o 个子载波的载波频率，r e c t ( t ) = 1 ， i f 区丁2 ，则从f = 开始的o f d m 符号可以表示为： 峨 善和”乞一扣出2 毗每) ) 归鲋r 1l f = o z f j 【s ( f ) = o ， f 丁+ 式( 2 - 1 ) 而在多数文献中，通常采用等效基带信号来描述o f d m 的输出信号，见式 ( 2 2 ) 。其中，实部和虚部分别对应于o f d m 符号的同相和正交分量，在实际中可 以分别与相应子载波的余弦( c o s ) 分量和正弦( s i n ) 分量相乘，构成最终的子信道信号 合成的o f d m 符号。图2 3 给出了o f d m 系统基本框图。 ivj，7? j “f ) 2 委吐陀c f o t 一言) e x p l ，2 以正+ 寺) ( ，一o 】 ，+ 丁 式( 2 2 ) 1扭0 二j 一一， 【s o ) = o ， f 丁+ f ， 串 啦占讲 f 已调信号 d 卤 +锢 童 弘 一d s p - 咂乎 p s i ： 卜q 叠丑翟 图2 4 【j h ) m 系统基本框图 o f d m 信号的正交性要求其相邻子载波频率相差1 厂r ( t 为每路o f d m 符号的 周期) 。只要满足了这一条件，就可以很方便地用相乘和积分来分离出o f d m 的各 子载波分量，如式( 2 4 ) 。 争re x p ( r ) e x p ( 一w 。r ) d z = ：，：i ： 式( 2 3 ) 例如对式( 2 2 ) 中的第j 个子载波进行解调，然后在时间长度t 内进行积分，即： c i ，= ”r 唧( 川刀扣。) 静e x p 万事( ) 炒 = 手篓z x p ( 伽孚( 舻嘭 式( 2 4 ) 1 2 o f d m 系统同步与信道估计研究 根据式( 2 4 ) 可以看至i j ，对第i 个子载波进行解调可以恢复出期望符号d ，。而对于 其他载波来说，由于在积分间隔内，频率差别( i - j ) 仃可以产生整数倍个周期，所以 其积分结果为零。 图2 5 给出了个o f d m 符号内包括连续4 个子载波的实例。其中各个子载 波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个 子载波的幅值和相位都可能是不同的。从图2 5 可以看到，每个子载波在一个 o f d m 符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻子载波之间相差一个周期， 这反映在频谱上即为各个子载波间相差l t ( h z ) 。 图2 5o 阳m 内4 个连续子载波的实例 这种正交性还可以从频域角度来理解。根据式( 2 1 ) ，每个o f d m 符号在其周 期t 内包括多个非零的子载波。因此，其频谱可以看作是周期为t 的矩形脉冲的 频谱与组位于各个子载波频率上的冲击函数万( f ) 分别卷积再求和。矩形脉冲的频 谱幅值为s i n c ( 伊) 函数，这种函数的零点出现在频率为l t 整数倍的位置上。如图 2 5 所示。在每一个子载波频率的最大值处，所有其他子信道的频谱值恰好为零。 由于在对o f d m 符号进行解调的过程中，需要计算这些点上所对应的每一个子载 波频率的最大值，因此可以从多个相互重叠的子信道符号频谱中提取出每个子信 道符号，而不会受到其它子信道干扰。 从图2 6 可以看出，o f d m 符号频谱实际上可以满足奈奎斯特准则，即多仑子 信道频谱之间不存在相互干扰，但这是出现在频域中的。因此这种一个子信道频 谱的最大值对应于其它子信道频谱的零点可以避免子信道间干扰( i c i ) 的出现。 第二章o f d m 技术的基本原理 图2 6o f d m 中子信道频谱 2 3o f d m 系统中的关键技术 2 3 1d f t ( f f t ) 在o f d m 系统中的应用 式( 2 2 ) 描述的o f d m 系统的实现需要大量的正弦波发生器、滤波器、调制器 和相干解调器，因此所需的设备比较复杂。w e i n s t e i n 和e b e n 在文献 2 】中提出了 采用离散傅立叶变换( d f t ) 来实现多载波调制。为了叙述的简洁，忽略矩形函数， 并令式( 2 2 ) 中的t s = o ，对信号s ( t ) 以t n 的速率抽样，即令t = k t n ( k = o ，l ，n 一1 ) ， 可以得到： & ：s ( 七丁) ：艺4 e x p ( 等笋) ，( o k n 1 ) 式( 2 - 5 ) i = o ￥ 可以看到以等效为对也进行d f t 运算。同样在接收端，为复出原始的数据符号 d i ，可以对& 进行逆变换，即d f t 得到： 喀：芝婵p ( 一等) ，( o 鲻一1 ) 式( 2 6 ) 根据上述分析可以看到，o f d m 系统的调制和解调可以分别由i d f t d f t 来 代替。通过n 点d f t 运算，把频域数据符号d i 变换为时域数据符号瓯，经过d a 变换后，发送到无线信道中。其中每一个i d f t 输出的数据符号，都是由所有子 载波信号经过叠加而生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号进行 抽样得到的。 随着数字信号处理技术的发展，可以采用更加高效的快速傅立叶变换( f f t ) 技 1 4 o f d m 系统同步与信道估计研究 术实现d f t 。n 点d f t 运算需要实施n 2 次的复数乘法，而f t 可以显著地降低 运算复杂度。对于常见的基2 i f f t 算法来说，其复数乘法的次数仅为 ( 2 ) l o g ：( ) ，以1 6 点的变换为例，d f t 和巧f t 中所需的乘法数量分别是2 5 6 次和3 2 次，而且随着子载波个数n 的增加，这两种算法之间的复杂度差别也越明 显：d f t 的计算复杂度会随n 增加而呈现二次方增长，f t 的计算复杂度的增 加速度只是稍稍快于线性变化。由此可见，f f t 的使用大大降低了o f d m 技术实 现的复杂程度，使得o f d m 技术越来越广泛的应用在各种移动通信系统中。 2 3 2o f d m 的保护间隔和循环前缀 式( 2 2 ) 中的信号直接在一个扩散信道上传输会遇到两个问题，第一个问题是 由于系统连续地发送多个o f d m 符号，扩散信道可能会导致连续o f d m 符号间扰 ( i s d 。此外，信道的扩散会破坏子载波之间的正交性，导致子载波间干扰( i c i ) 。为 了最大限度的消除i s i ，可在连续的o f d m 符号之间插入保护间隔( g u a r d1 1 1 t e n ，a l ， g i ) ；为了消除i c i ，一种有效的方法是采用循环前缀( c y c l i cp r e f i x ，c p ) 。 1 、保护间隔 为了保持子载波之间的正交性，在发送之前可在每个o f d m 符号之间插入保 护间隔g i ，保护间隔的持续时间用t g 表示，t g 一般需大于无线信道的最大时延扩 展，才会使一个符号的多径分量不会对下一个符号造成干扰，从而可有效地消除 i s i 。理论上，在这段保护间隔内可以不插入任何信号，插入一空闲传输时段也可 以达到消除i s i 的目的。 但是，如果在保护间隔内不插入任何信号，仅把它作为一段空闲的传输时段， 那么由于多径传播的影响，就会产生子信道间的干扰( i c i ) ，这样就会破坏子载波 之间的正交性，使得各子载波之间相互干扰，而循环前缀的引入就是为了解决i c i 的。 2 、循环前缀 为了消除多径传播造成的i c i ，一种有效的方法是将原来宽度为t 的o f d m 符号进行周期扩展，用扩展信号填充保护间隔，经扩充的保护间隔内的信号称为 循环前缀，如图2 7 所示。循环前缀中的信号与o