（微电子学与固体电子学专业论文）cmos图像传感器中高速、低功耗pipelinedadc设计与优化.pdf

中文摘要 功耗无疑已成为模数转换器设计考虑的核心问题。特别是在当今众多的视频 处理领域如c m o s 图像传感器中，高速的实际应用要求使得模数转换器低功耗设 计成为焦点。 基于c m o s 图像传感器中芯片级模数转换器高速、低功耗的要求，本文剖析 和比较了三种典型高速模数转换器功耗，以确定选取流水线模数转换器 ( p i p e l i n e da d c ) 。接着从分析流水线模数转换器系统误差来源以及流水线各级精 度要求入手，着重对系统结构、m d a c 、s u b a d c 、时钟发生器、数字纠错逻辑 等五大模块提出优化方案。 整个设计以高速、低功耗为研究重心，通过在系统结构上选取每级1 5 位流 水线结构；在v l d a c 中采用高性能、低功耗增强型套筒运算放大器和采样电容 缩减技术；在s u b a d c 中使用高速、低功耗动态比较器以及新的k i c k b a c k 噪声 消除技术；在时钟控制上采用改进型两相不交叠时序，实现了适用于c m o s 图像 传感器芯片级信号处理的1 0 位5 0 m s sp i p e l i n e da d c 。 为把握系统性能指标，在m a t l a bs i m u l i n k 中建立理想系统模型，并通过码 密度分析和f f t 分析分别对理想模型和实际设计系统的静态、动态性能进行比 较。分析得出：所设计的流水线模数转换器在5 0 m 工作频率下，微分非线性误 差小于o 2 l s b ，积分非线性误差小于o 4 l s b ；信噪比、信噪失真比和无杂散动 态范围分别为6 1 9 d b 、6 1 5 d b 和7 5 7 d b ，有效位数为9 9 3 ；并实现系统4 7 8 m w 的低功耗设计。 本文的独创性工作包括：1 ) 流水线每级分辨率与功耗的优化；2 ) 高性能、 低功耗m d a c 设计；3 ) 高速、低功耗动态比较器设计以及有效抑制k i c k b a c k 噪声的新技术；4 ) 改进型两相不交叠时钟；5 ) m a f l a bs i m u l i n k 建模以及对所设 计系统进行码密度和f f t 分析。 关键词：高速低功耗流水线模数转换器c m o s 图像传感器电容缩减技术 a b s t r a c t p o w e rd i s s i p a t i o ni sb e c o m i n ga ni n c r e a s i n g l yi m p o r t a n ti s s u ei nd e s i g no fa n a l o g t od i g i t a lc o n v e r t e r sa ss i g n a lp r o c e s s i n gs y s t e m sm o v ei n t ot h eh i g hs p e e dv i d e o s y s t e m s ，s u c ha sc m o si m a g es e n s o r b a s e do nt h ec h i pp r o c e s s i n ga d cr e q u i r i n gb o t hh i g hs p e e da n dl o wp o w e ri n c m o si m a g es e n s o r ，p i p e l i n ea r c h i t e c t u r ei sc o n s i d e r e da st h eb e s tc h o i c et h r o n g h a n a l y z i n gt h ep o w e rc o n s u m p t i o no fs e v e r a lp r o t o t y p ea d c s s o u r c e so fe r r o ri n p i p e l i n e da d ca n da c c u r a c yr e q u i r e m e n t so fp i p e l i n es t a g eh a v eb e e nd i s c u s s e di n t h i st h e s i s a n do p t i m i z a t i o nt e c h n i q u e sh a v eb e e np r e s e n t e d ，w h i c hc o v e rt h ek e y b l o c k so fp i p e l i n ea d c ，s u c ha sm d a c s ，s u b - a d c s ，c l o c kg e n e r a t o r , d i g i t a l c o 玎e c f i o nc i m u i t se t c 1 1 1 i sr e s e a r c hf o c u s e so nm i n i m i z i n gp o w e rd i s s i p a t i o ni nh i g hs p e e dp i p l i n e d a d c s l o t so fc k c m tt e c h n i q u e sh a v eb e e nu s e dt or e d u c ep o w e rd i s s i p a t i o ni nt h i s p r o t o t y p e ，s u c h a s1 5b i t sp e rs t a g ea r c h i t e c t u r e ，l o wp o w e rh i g hp e r f o r m a n c e e n h a n c et e l e s c o p i co p a m p si nm d a c s ，s c a l i n go fp i p e l i n es t a g e ，l l i 曲s p e e dl o w p o w e rd y n a m i cc o m p a r a t o r sa n dan o v e lt e c h n i q u et om i n i m i z ek i c k b a c kn o i s ei n s u b r a d c s ，m o d i f i e dn o n - o v e r l a p p i n gc l o c ke t c + a sad e m o n s t r a t i o n ，d e s i g na n d i m p l e m e n t a t i o no f1o b i t s5 0 m s sp i p e l i n e da d cd e d i c a t e df o rc m o si m a g es e n s o r i sp r e s e n t e d i no r d e rt oa n a l y z ea n dc o m p a r es y s t e mp e r f o r m a c e a1 0 b i t5 0 m s sp i p e l i n e d a d cm o d e lh a sb e e ns e tu pi nm a t l a bs i m u l i n k t h ec o d ed e n s i t ya n a l y s e ss h o wt h a t t h em a x i m u md n la n d1 n la r eo 2 l s ba n do 4 l s br e s p e c t i v e l y t h es n r ，s 1 n d r ， s f d ra n de n o ba r e6 1 9 d b ，6 1 5 d b ，7 5 7 d ba n d9 9 3 r e s p e c t i v e l yt h r o u g hf f t a n a l y s i s a n dt h et o t a lp o w e rc o n s u m p t i o ni s4 7 8 m ww h e no p e r a t i n ga t5 0 m s p s ， w h i c ha c h i e v e st h et a r g e to f h i g hs p e e dl o wp o w e rp i p e l i n e da d c t h es p e c i f i cr e s e a r c hc o n t r i b u t i o n so f t h i sw o r ki n c l u d e ：( 1 ) t h et r a d e o f f b e t w e e n t h ep e rs t a g er e s o l u t i o na n dp o w e rd i s s i p a t i o n ( 2 ) d e v e l o p m e n to fh i g hp e r f o r m a n c e l o wp o w e rm d a cd e s i g nt e c h i q u e ( 3 ) r e s e a r c ho nh i g hs p e e dl o wp o w e rd y n a m i c c o m p a r a t o ra n da n o v e ll o wk i c k b a c kn o i s et e c h n i q u e ( 4 ) m o d i f i e dn o n o v e r l a p p i n g c l o c k ( 5 ) m o d e l i n gi nm a t l a bs i m u l i n k ，c o d ed e s i t ya n df f ta n a l y s i sf o rs y s t e ms t a t i c a n dd y n a m i cp e r f o r m a n c e k e y w o r d s h i 曲一s p e e d ，l o w - p o w e r , p i p e l i n e d a d c ，c m o si m a g es e n s o r , c a p a c i t o rs c a l i n gt e c h n i q u e 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得叁注盘鲎或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：毒，1签字日期：a 。f 年d 月。7 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盘注盘堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权墨生盘堂可以将挚位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：囊川 签字日期：c l q o 年d 月 日 导师签名张 彳 签字日期：训霹2 月| 7 日 第一章前言 1 1 设计背景 第一章前言 低功耗无疑已成为当今高速集成电路设计的焦点问题。而a d c 在众多高速应 用中都是至关重要的模块，它承接着外界模拟信号向内部处理电路所需数字信号 转换的重任，因此性能要求更为严格。特别是在视频处理领域，如c m o s 图像传 感器中，高速、低功耗更成为设计的重心。 2 0 世纪9 0 年代以来，随着c m o s 技术的迅猛发展，c m o s 图像传感器以 其高集成度、低功耗、低成本等优点，己广泛用于超微型数码相机、p c 机电脑 眼、可视门铃、汽车防盗、指纹识别、手机等图像采集的领域。c m o s 图像传感 器的工作流程可以简单表述为：外界光信号由像素阵列采集并转换为模拟信号， 再通过读出电路传输给a d 转换器，最后交于后续数字电路进行处理。由此可 见，a d 转换器在整个c m o s 图像传感器中起着“承上启下”的作用，其性能 指标直接影响着整个系统的优劣。 从体系结构来讲，c m o s 图像传感器中多采用三种a d 转换器，分别为像 素级a d 转换器( p i x e lp r o c e s s i n ga d c ) 0 1 1 2 1 、列级a d 转换器0 1 1 4 1 ( c o l u m n p r o c e s s i n ga d c ) 以及芯片级a d 转换器【5 】【6 】【”( c h i pp r o c e s s i n ga d c ) ，其中采 用芯片级a d 转换器的c m o s 图像传感器体系结构如图1 1 所示。 + o u t p u t c o l u m nr e a d o u t 图1 1 采用芯片级a d c 的c m o s 图像传感器系统结构框图 顾名思义，芯片级a d 转换器是将整个像素阵列所采集的模拟信号通过行 第一章前言 列选通读出电路进行处理。正因如此，该结构具有像素填充因子高，芯片面积小 且布局灵活，信号处理一致性好，无固定模式噪声( f p n ) 等优点l s j 。而这些方 面正是c m o s 图像传感器在大阵列高质量图像处理领域不如c c d 图像传感器的原 因。 由此一来，整个传感器的处理速度的瓶颈就落在了a d 的转换速率上了。 例如，对于一个1 0 2 4 7 6 8 像素阵列的c m o s 图像传感器，要求在摄像应用时 画面流畅，则帧频应不小于3 0 帧，秒，这意味着采用芯片级a d 转换器，其转换 频率应达到f = 1 0 2 4 x 7 6 8 x 3 0 * 2 4 m h z 。然而，往往高速意味着高功耗、复杂 的电路结构以及较大的芯片面积。因此，对于芯片级a f t ) 转换器就需要在满足 系统精度( c m o s 图像传感器中通常为8 1 2 位分辨率) 和性能指标( 如信噪比， 动态范围等) 前提下，具有高速、低功耗的优点。 1 2 高速a d 转换器结构 在众多的c m o sa d 转换器中，综合速度、功耗、精度以及其他性能，流 水线a d 转换器( p i p e l i n e da d c ) 无疑是最为理想的选择。下面通过对几种典 型的高速a d c 结构进行简单的分析来做以解释。 1 2 1 并行式a d c 在所有类型的a d c 中无疑并行式a d c 的速度是最快的。因为其数据转换都 是同一时间周期内完成，因此在荚文中称之为f l a s ha d c i g j 。由于双极工艺中。 的良好匹配性使得比较器的设计精度可以达到8 位甚至更高，因此该结构多被应 用于双极工艺的设计之中，如文献【l o j 并行式a d c 的速度可以达n 2 6 h z 。而随 着c m o s 工艺的迅猛发展，c m o s 工艺下的并行式a d c 也可以达到惊人的速度， 如文献【】中的并行式a d c 速度达到了5 g h z 。但为了获得较高的分辨率，c m o s 工艺下通常需要采用补偿技术来消除比较器的失调误差【1 2 】，而随之牺牲了a d c 可达到的最大速度。由于并行式a d c 的分辨率每增；b l l l 位，其电路复杂程度呈指 数增长，加上对比较器的精度要求极为苛刻，因此该类a d c 的分辨率通常在8 位 以内。 在并行式结构中，对于一个n 位的并行式a d c 包含2 ”一1 个比较器和2 。一1 个由 电阻分压所得的参考电压值。每一个比较器对输入信号采样并把输入信号与参考 电压相比较，然后每一个比较器产生一位输出表明输入信号与参考电压的高低。 2 ”1 个比较器输出通常称为温度计代码或线性码。之所以称之为温度计码，是 因为在理想情况下，比较器的输出根据参考电压值的大小顺序排成一列，所有的 第一章前言 1 都在下面，所有的0 都在上面，0 和1 的分界线表示信号值所在的范围，这与 水银温度计表示温度的方法相类似。如图1 - 2 所示为典型n 位并行式a d c 系统 结构框图。 v 血 ： 图l 艺n 位f l a s h a d c 结构框图 e _ 虽然并行式a d c 结构简单，工作速度快，但占用较大的芯片面积引起了一些 列的不利影响，如采用时钟的驱动问题、信号的失真等。巨大的比较器阵列同样 带来了诸如由电阻失配引起的参考电压偏离、非线性输入电容以及k i c k b a c k 噪声 等许多问题。其中，非线性输入电容会造成与输入信号幅值相关的延迟从而在采 样信号中引入谐波失真。而k i c k b a c k 噪声则是由于放大器和锁存器的开关动作 在比较器的输入端产生瞬时的噪声能量。在输入频率较高的情况下，由信号通路 引起的细微差别都很可能造成比较器不同的反应从而导致某些比较器出现误判 断。此时，在温度计码中1 - - i 能出现在0 的上方，如图l 一2 中所示e r r o r 。 这些形式的错误类似与温度计水银中出现“气泡”一样，目前已有多种电路 技术来消除这种“气泡”的影响。一种方法是采用三端输入门，通过两个逻辑0 和一个逻辑l 来判断跳变n 3 1 。另一种解决方法是采用格雷码或类格雷码 ( q u a s i g r a yc o d i n g ) 制进行编码i 。并行式a d c 还存在亚稳态( m e t a s t a b i l i t y ) 的问题，即在比较器比较一个较小的量时需要花费较长的时间来得到正确的逻辑 输出。这就意味着当比较器的输入值与参考值相差较小时，比较器的输出可能会 出现不定值，从而导致对于某些转换产生误码。 下面将并行式a d c 的优缺点分别总结如下： 优点： 第一，并行式a d c 最突出的也是最基本的优点就是高速。通过流水线型数字 第一章前言 解码操作，使得输入信号可以同时采样量化得到数字码。整个转换过程只需要两 相时钟即比较器状态的锁存与否。该种结构的转换速率只受比较器和逻辑电路的 速度限制，因此可以达到很高的转换速度； 第二，如果采用电阻链分压产生参考源，该参考源具有内在的单调性，即在 电阻链上的任意点与链路末端的最低参考点之间的电压差是不随两点问的距离 增加而减小的。因此，以电阻分压产生参考源的并行式a d c 可以保持很好的单调 性。 缺点： 第一，占用芯片面积大； 第二，输入电容大； 第三，功耗大； 第四，比较器精度要求高； 第五，输入带宽远远小于系统采样频率。因为没有使用采样保持电路，输 入源不得不驱动所有并行的比较器，这就造成在信号通路上的任何失配都有可能 产生转换误码出现。当输入高频信号时，这种误差将会降低系统的信噪比。 更为严重的是，上述5 个缺点随着a d c 分辨率位数的增加呈指数增长。这成为 限制并行式a d c 在目前大多数高速场合应用的关键所在。 1 2 2 两步f l a s ha d c 为解决并行式a d c 功耗、芯片面积、输入电容等随分辨率位数呈指数增长 的缺点，最为直观的方法就是将转换周期分析两个量化周期相量化( c o a r s e ) 和细量化( f i n e ) 。这样就可以通过两个分辨率较低的并行式a d c 来电路组合 d 酶t a lo u t 图1 - 3 两步f l a s h a d c 结构框图 实现分辨率较高的a d c 如图1 3 所示，例如一个n 位分辨率的两步f l a s h a d c ，信 第一章前言 号首先通过第一步粗量化并行式a d c 得到n t 位数字码，再通过细量化并行式 a d c 的到n 2 位数字码，最后通过数字逻辑电路得到n = n l + n 2 ，从而实现n 位分辨 率的量化。因此，该结构通常被称为两步f l a s ha d c ，即2s t e pf l a s ha d c 。 显而易见，该结构大幅度减小了比较器使用的数目。因为对于粗量化n i 位精 度需使用2 1 个比较器，而细量化则需2 虬个比较器。由n = n l + n 2 ，容易得知 2 m + 2 “z 2 ”。另外，在两步f l a s ha d c 中不需要具有高增益、宽输出摆幅的运 算放大器，且相对于全并行的f l a s ha d c 具有更小输入的电容和更低的功耗，使 得两步f l a s ha d c 体系结构在有效实现高速、高精度模数转换方面表现出更大的 优势【1 5 j 。 尽管如此，失配、输入带宽等限制a d c 性能的问题仍然没有解决。加上系统 对比较器的精度要求仍然没有降低，o p n 位分辨率的两步f l a s ha d c 对于粗量化 f l a s h a d c 和细量化f l a s h a d c 中比较器精度的要求仍然是n 位。因此，常采用多 级比较器 1 6 1 和自校准技术( a u t o - z e r o e d ) 采样保持全差分比较器【1 7 l 来改善比较 器精度，但这是以牺牲功耗为代价的。 通常，由于失配等因素影响使得两步f l a s ha d c 线性度限制在1 0 位的精度之 内。为获得更高的转换精度，往往需要采用误差校正和补偿技术。一种方法就是 添加冗余的比较器，从而放宽系统对粗量化级的比较器精度的要求【1 8 l ，并通过全 差分结构来扩大输入动态范围，消除奇次谐波失真以及抑制共模噪声。另一种常 用的技术是采用数字误码补偿技术f ( d i r e c t c o d e e r r o r c a l i b r a t i o n ) ，该技术同 时能够消除馈通效应以及失调误差和增益误差。 1 2 3 流水线a d c 在上一节介绍到通过增加冗余比较器从而放宽对粗量化级比较器的要求，实 际中还有一种方法可以降低对细量化级比较器的要求，即在两级之间增加内部增 益放大器i i ”。以牺牲功耗为代价，通过放大器放大粗量化级输出信号，从而降低 细量化级比较器精度要求。流水线a d c 正是在这种思想下提出的增加更多的 内部增益放大器，从而大幅度降低系统对比较器精度的要求。 如图l - 4 为流水线a d c 系统结构简图。每一级采样前一级的输出信号并通过 本级的f l a s ha d c 将其量化为b + i 位数字码。量化后的信号通过作减运算将余数 放大后送给下一级继续处理：每一级都如此工作，从而构成流水线，实现模数转 换。其中比较器的个数应该是每一级的数目乘以级数，在图1 - 4 中即m 2 b + 1 个， 而级数应等于整个a d c 的分辨率除以每一级的有效分辨率。在这里，每一级的有 效分辨率应为b ，而冗余的1 位是为数字纠错逻辑作准备的。 如前面讨论的，由于使用内部增益级和数字逻辑纠错技术，每一级中的f l a s h a d c 只需要满足b + i 位精度要求。对于较低分辨率的b ，这就意味着比较器的要 第一章前言 求将大幅度的降低。另外值得注意的是，实际上，由于流水线工作方式使得内部 增益放大器以及d a c 的要求也降低了。比如说，如果系统分辨率为l o 位，b = l ， 那么对于第一级来说自然要求精度达到l o 位，但对于第二级来说精度放宽了1 位。 这就意味着后级采样保持电路可以通过降低设计精度从而压缩功耗。相对于两 步f l a s ha d c 来说，流水线结构进一步的减少了比较器的个数，但是增加了系统 囊笋 1 1 1 - 4p i p e l i n e da d c 结构框图 的反应时间( l a t e n c y ) 和采样保持电路。另外，电路结构的复杂程度与系统的 分辨率基本呈线性，而f l a s h a d c 和两步f l a s ha d c 是呈指数增长的，在这一点上 p i p e l i n e da d c 结构是无可比拟的。对 ：p i p e l i n e da d c 的诸多优点将在第三章作 更为详细地阐述。 1 2 4 高速a d c 的功耗比较 在如今的i c 设计中，功耗无疑是设计中考虑的焦点。在前面三节中分别对高 速的a d c 结构作了简要的介绍，下面对上述三种结构的系统功耗做简单的分析和 比较。但由于分辨率、采样频率、采用的工艺等不同，对于不同系统结构的a d c 做细致的功耗比较是很困难的。在加上，每一种结构自身在实际中会有很多不确 定的变化，因此在分析比较之前往往会作一些假设。 为简化分析，在后续说明中假设精度的要求与模块所需功耗近似呈正比的。 那么比较不同结构之间的功耗差别就可以用功耗因子来衡量，即整个系统中需要 满足精度要求的电路所占的比例因子。 对于f l a s h 结构，功耗因子为1 0 0 ，因为对于每一个比较器，每一个d a c 都 要求达到整个系统的精度要求。如图1 5 中所示，阴影部分就表示需要达到整个 系统精度要求的电路模块。 第一章前言 而对于两步f l a s h a d c 结构，如图1 - 6 所示，其功耗因子应小于1 0 0 。其中， v i n ，7 l 厂 r d a c - 一 r 1 r i_ nr 翎 l r ? r 铜 dac l r _ l r 1 图1 - 7 流水线结构的功耗因子示意图 7 第一章前言 d a c 以及细量化a d c 模块要求达到系统的精度，而粗量化a d c 模块如1 2 2 节所述，由于可以采用数字纠错技术以及补偿技术，其精度要求可以降低。图 1 - 6 中，阴影颜色较浅的代表功耗要求相对较低。 根据1 2 3 节所述，对于流水线结构a d c ，每一级对精度要求是随级数的增 加而递减的，如图1 7 所示，阴影颜色越浅代表要求功耗越低。其中f l a s ha d c 模块要求精度是固定值b + i 位，而内部增益放大器和d a c 的精度是递减的，因 此在这三种结构中，显而易见流水线结构的功耗因子是最低的。当然，功耗因子 比较方法只是对各种结构中关键模块作定性分析，它不能完全代表实际情况。 1 3 本文工作与论文结构 本文从分析p i p e l i n e da d c 的体系结构、误差来源、精度要求等问题入手， 着重阐述了一系列用于p i p e l i n e da d c 结构的低功耗优化技术。根据c m o s 图像传 感的具体应用要求，采用c h a r t e r e do 3 5 u r n2 p 4 m 标准c m o s i 艺，设计实现了1 0 位5 0 m s sp i p e l i n e da d c 。最后，利用m a t l a b 建模并对所设计a d c 的静态和动态 性能进行模拟与分析。 绪论中介绍了论文选题与设计背景以及a d c 结构的选取； 第二章对a d c 性能参数做了简要的介绍： 第三章主要介绍了流水线a d c 工作原理，分析了其误差来源以及系统对流 水线每级精度的要求； 第四章重点围绕低功耗技术，分别从系统结构，m d a c ，比较器，时钟发生 器等方面对p i p e l i n e d a d c 提出优化方案： 第五章给出了高速、低功耗l o 位5 0 m s sp i p e l i n e d a d c 的具体设计与实现： 第六章通过m a t l a b 建立1 0 位5 0 m s sp i p e l i n e da d c 系统模型，并对理想模 型和实际设计系统的各项性能进行了比较和分析。 最后对全文做出总结。 第二章a d 转换器性能指标 第二章a d 转换器性能指标 理想a d 转换器的量化特性仅由量化方式、输出数字的位数和码制决定。 实际模数转换器的性能参数可分为静态特性和动态特性。其中静态特性与时间 无关，其反映的是实际量化特性与理想量化特性之间的偏差。如失调误差、增益 误差、非线性误差等。动态特性则主要包括信噪比、信噪失真比、无杂散动态范 围等。以下介绍一些在设计中常用的参数： 2 1a d 静态性能参数 2 1 1 分辨率( r e s o l u t i o n ) 分辨率是转换器最基本的，也是最重要的参数之一。a d c 的分辨率是指转 换器能够分辨最小量化信号的能力。有数字分辨率和模拟分辨率之分。数字分辨 率是指数字输出的位数，数字输出的位数越多，转换器的分辨率也就越高。模拟 分辨率是指a d c 所能分辨的模拟输入信号的最小增量，是指1 l s b 所代表的模 拟量。对一个n 位a d c ，1 l s b 为量程的1 2 “。 对于二进制的n 位分辨率的a d c ，它能够分辨的最小量化信号或量化电平 的能力为2 “位。例如，对于一个1 2 位的a d c ，它能分辨最小量化电平的能力 达2 1 2 = 2 0 4 8 位。 2 1 2 量化误差( q u a n t i z a t i o ne r r o r ) a d c 的量化误差是因量化单位有限而造成的误差，也可以称为最低有效位误 差。这是因为对于理想a d c ，a 输入与d 输出应一一对应。但对于实际a d c ，虽 然a 输入变化了鲋，但d 输出不一定改变，所以在4 的范围内，d 具有不稳定 性。通常称a 爿为量化误差。减小量化误差的办法只有提高分辨率。 2 1 3 失调误差( o 脑e te r r o r ) 失调误差又称为漂移误差，是指实际a d c 在零输入时的数字输出数值，用 m v 或者满量程的百分比表示。从图2 一l ( a ) 中不难看出，失调误差在传递函数 的整个范围内是恒定不变的。 第二章a d 转换器性能指标 2 1 4 增益误差( g a me r r o r ) 增益误差是d a c 所传递函数斜率的变化。它是由与转换器增益的标称值发 生变化而引起的，用m v 或者满量程的百分比表示。从图2 - 1 ( b ) 可以看出，增 益误差与a d c 的输出成正比。 模拟输入量 f s 模拟输入量f s ( a ) 具有失调误差时的传输特性 ( b ) 具有增益误差时的传输特性 图2 - 1a d c 的输出特性( 以三位a d c 为例) 2 1 5 微分非线性( d n l ) 微分非线性即d i f f e r e n t i a ln o n l i n e a r i t y 。 定义：实际转换特性中码宽与理想码宽( 1 个l s b ) 的相对偏差，如图2 1 所示。 a 确t 址o u 嘲, s tc 咄 图2 - i a d 转换器d n l 示意图 嘲i n o u t 第二章a i d 转换器性能指标 d n l = ( k w l 一) ，一，d 眦一1 ，w h e r e o d 2 ”一2 公式( 2 - 1 ) 其中，为实际测试所得数字码对应的模拟量，圪。为理想相邻码宽， n 为a d c 的分辨率。 对于一个理想的a d c 应有d n l = 0 ，即每一个码宽都是1 l s b ( 1 l s b = 2 ”，为a d c 的量程范围，n 为a d c 的分辨率) 。但实际电路 中，由于噪声的影响，较大的d n l 会成为影响s n r 以及s f d r 的重要因素之一， 因此一个高性能的模数转换电路应至少保证无失码，即d n l 误差小于1l s b 。 2 1 6 积分非线性( i n l ) 积分非线性即i n t e g r a t e dn o n l i n e a r i t y 。 定义：积分非线性通常有b e s t - s t r a i g h t - l i n e 和e n dp o i n t 两种定义方式，如图2 2 所示。 崩衅t o u s t c 幽 图2 - 2a i d 转换器i n l 两种定义方式示意图 i n l = ( 一圪) - d , w h e r e o d 2 ”一1 公式( 2 2 ) 其中，为实际测试所得数字码对应的模拟量，屹。为输出数字码为全零时所 对应的最小模拟量，v z s b 一。为理想相邻码宽， n 为a d c 的分辨率。 2 2a d 动态性能指标 2 2 1 信嗓比( s n r ) 信噪比即s i g n a l t o - n o i s er a t i o ”们们粼戮 第二章a i d 转换器性能指标 定义：在给定的输入和采样频率下，a d c 输出端信号功耗与噪声功耗的比值。 s n r 面= 2 0 l 0 9 1 0 ( 爿m 【堋s 】4 d m 一臌m 】) 公式( 2 3 ) 其中为爿删 r 掰】为模拟输入信号的均方根值，彳。一。 删s 】是包括量化噪 声、热噪声等所有噪声源之和的均方根。 对于一个理想的a d c ，如果仅考虑其量化误差，其信噪比为： s 限棚= 2 0 l o g l o ( 爿肼【，坩坫1 ，4 口u t 刀到删【r m s d 若考虑量化误差为o 5 l s b ，则有： s n r , m = 2 0 1 0 9 。【( 4 w 2 压) ( 4 w 2 西) 】 蹋碾= 6 0 2 n + 1 7 6 3 公式( 2 - 4 ) 公式( 2 5 ) 公式( 2 - 6 ) 上式给出对于一个模数转换电路的理论信噪比值。n 为a d c 的分辨率。显然， n 越大，转换电路的量化误差越小，转换精度也就越高。图2 3 即为信噪比与量 化噪声关系示意图。 r 麟s ( h 目n e 2 a 妇 n d 8 b l 8 垤i 图2 3 信噪比与量化噪声关系示意图 在当a d c 以满量程幅度输入正弦波时，其信噪比的理论最大值为： s n r m = 6 0 2 n + i 7 6 3 + 1 0 l o g l o ( 五4 m 2 石) 公式( 2 7 ) 其中五。世为a d 电路的采样频率，五。为输入信号的最高频率。 从公式2 7 中可以看出当采样频率大于奈奎斯特频率后，信噪比s n r 随采 样频率增高而变大，原因是随采样频率的增高，量化噪声及其它与带宽不相干的 噪声功率被分散在带内。因此采用“过采样”技术可以有效的减少频率小于最高 信号频率奈奎斯特频率的噪声产生的副作用。 嚣)|。要一壁e 第二章a d 转换器性能指标 2 2 2 信噪失真比( s i n a d0 1 s n d r ) 信噪失真比即s i g n a l t o - n o i s ea n dd i s t o r t i o nr a t i o 。 定义：在给定的输入和采样频率下，输入信号的基频能量与除直流分量外的所有 谐波和噪声能量之和的比。 s i n a d 珊= 2 0 l 0 9 1 0 ( 爿删 r 玎醇】一脚+ 肋 r 肌j 】) 公式( 2 - 8 ) 其中为一。模拟输出信号的均方根值，一口舾包括量化噪声、热噪声等所有噪 声源的均方根之和，爿。各次谐波( 除直流外) 的频率分量的均方根之和。 在采样频率和输入信号确定后，s i n a i ) 的大小反应了模拟输入信号与噪声、 谐波失真之和的比率大小，通常以d b 表示。它综合考虑了信噪比( s n r ) 和总 谐波失真t h d 的两个动态参数。s i n a d 同时是衡量转换电路动态范围宽窄的一 个重要指标，也更好的反映了转换电路的动态失真。 2 2 3 有效位数( e n o b ) 有效位数即e f f e c t i v en u m b e ro f b i t s 。 定义：在给定的输入和采样频率下，转换电路的实际转换位数( 有效转换位数) 。 e n o b2 n l 0 9 2 ( 彳m 一日 m s 】彳m u m 朋s 】) 公式( 2 9 ) 其中n 是d 的量化比特位数，4 m 。一e 。为测量噪声平均值，彳m n 一脚为 理想误差平均值。 假设理想误差为量化误差，那么e n o b 与a d 转换电路的输入量程范围以及 参考电压联系起来即有： e n o b = l o g ：( 4 。彳。“瑚】4 - i f ) e n o b = l 0 9 2 ( 爿4 溉d 黝【伽】两 公式( 2 1 0 ) 公式( 2 1 1 ) 对于理想的模数转换电路，其误差完全由噪声确定，但在实际的模数转换电 路里，测量误差还包括量化误差、丢码、交流非线性、直流非线性、采样抖动误 差等等。此外，电路电源上的噪声及a d c 器件的基准源上的噪声也会降低转换 电路的e n o b 。所以有效位数通常与s i n a d 联系起来，表示为： e n o b = ( s i n a d 一1 7 6 3 ) 6 0 2 公式( 2 1 2 ) a d 转换电路的e n o b 是随信号频率变化的一个动态值，它反应了实际高 第二章a d 转换器性能指标 速转换电路动态工作时的转换位数。 2 2 4 总谐波失真( t h d ) 总谐波失真即t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n 。 定义：信号在频域中所有谐波分量的和。 t h d , 。= 2 0 嘲1g 。听i = i i 二孓i 葡彳嘛k ) 公式( 2 1 3 ) 其中爿 厶】。为输入信号基波的均方根值，a n o 一2 【。ja h , o 一【舢) 为采样所得信号 频域中2 次到n 次谐波分量的均方根值。 对于周期信号，a d c 的动态误差和积分非线性误差均可在谐波失真上体现 出来。如果输入一个纯的正弦信号，采样波形的谐波失真成分在频域中看都为输 入信号频率的整数倍，幅度大小与输入信号频率和幅度大小有关。 f i n 口 1 ： 口： 9丫 丰毒 喜l ! 一t 0 # i vi ， 皿皿酬灿舭1j ；山山山曲础剜l p f f l 妒鼍f ”1 邗 ! 唧研啊 即删啤 l o 511 52 a n a l o gi n p u tf r e q u e n c y ( h z 】 图2 4a ，d 转换器采样信号频谱图 2 6 x 1 0 图2 4 给出了高速a d c ( 1 2 b i t ) 的正弦波输入信号的采样信号频谱图。在图 中可以明显的看到基波和各次低阶的谐波分量。可以看到1 次谐波分量比较明显， 幅度为5 9 d b 。5 次谐波幅度为8 1 d b 。通常谐波失真( t h d ) 包含2 至f j l 0 阶谐波分 量，比1 0 次更高阶的谐波分量衰减的非常厉害，基本上不作考虑。另外，谐波的 幅值也不一定与谐波次数成反比。 2 2 5 无杂散动态范围( s f d r ) 无杂散动态范围即s p u r i o u s - f r e ed y n a m i cr a n g e 。 o m 帕 印 加 加 【日p)卫暑盖 第二章a d 转换器性能指标 定义h 在给定的频率范围内，( 最大信号分量) 基波的均方根( r i d s ) 与最大失 真分量( 除直流以外) 均方根之比。 s f d r 。= 2 0 l o g 。q 爿【_ 】。1 1 彳。一。【，脚1 ) 公式( 2 1 4 ) 其中，彳【0 】。为输入信号基波分量的均方根值，彳。【瑚s 】为频谱中最大失 真谐波分量或最大杂散信号的均方根值。所以在好的设计中杂散信号分量应该就 是最大的谐波失真分量。 定义2 ：获得最大s n d r 的信号能量与0 d bs n d r 时的信号能量之比，如图2 5 所示。 s f d r , , 日= v i ( s n d r i x ) 一y 1 ( s n d r = 0 1 图2 - 5 a d 转换器s f d r 与s n d r 关系示意图 公式( 2 - 1 5 ) 噪声和谐波是限制转换电路动态范围的主要因素，因此s f d r 对于a d 转换 电路来说是一个十分重要的参量。 第三章p i p e l i n e da d c 系统设计与分析 第三章p i p e l i n e da d c 系统设计与分析 在前言中，对三种典型的高速a d 转换器结构进行了简单地分析，并选择采 用p i p e l i n e d 结构作为c m o s 图像传感器中芯片级a d c 。本章将通过对p i p e l 硫d a d c 的体系结构和优点作详细地介绍，进一步解释选择p i p e l i n e d 结构的原因； 再从系统误差源入手细致分析流水线每级对精度的要求，为第五章p i p e l i n e d a d c 实现提供理论基础。 3 1p i p e l i n e d a d c 的系统结构与设计理念 如图3 - 1 所示为典型的p i p e l i n e da d c 结构框图。它包括若干体系结构相同 的流水线级。每一级通常是由采样保持电路( s hb l o c k ) ，子模数转换器( 即 s u b a d c ，通常是由低分辨率的f l a s h a d c 组成) ，子数模转换器( 即s u b - d a c ) 以及余数放大器( r e s i d u ea m p l i f i e r ) 组成。 j 肘 b + l l h l 耐扭 一内c i j 钿 痧 4 冈i i 一1 , v 。p u ” 氇一i n t e r s l a g t 图3 - ip i p e l i n e d a d c 体系架构简图 其的工作流程如下：首先由采样保持模块将输入信号传输给s u b - a d c ，由 s u b a d c 量化得到第一级的数字码，再将所得数字码送给s u b d a c 处理得到对 应的模拟值，最后将该模拟值从最初的采样信号值中减去并通过余数放大器放大 后再传输到下一级，作为下一级的输入信号。当信号通过所有流水线级以后，即