（通信与信息系统专业论文）基于dmt调制的研究.pdf

摘要 摘要 随着现代化建设的需要，通信需要传输的数据的速度大大增加，如何解决最 后1 公里的问题就成了当今网络技术研究的热点之一。由于d s l 技术能够充分利 用现有的铜缆资源，具有低成本高速率的优点，已经受到了人们越来越多的关注。 然而，通用的d s l 系统并未针对独占频谱传输的点对点信道进行优化，不能达到 最优的传输速速度，因此应该研制针对独占频谱传输的点对点信道优化的d s l 系 统。 为了提高本文项目中d s l 系统的传输速度，本文选择了d m t 调制方式。本 文通过分析常用的子信道比特分配算法和时域均衡算法，最终选择了一种基于注 水分布的贪婪算法进行子信道比特分配和一种基于m m s e 的l m s 时域均衡算法 进行时域均衡。同时，考虑到i f f t f f t 是关系d m t 调制精度的核心模块，本文 比较了常用f f t 硬件实现的结构和算法，采用基2 平方和c o r d i c 算法结合单路 延时反馈结构实现了基于f p g a 的i f f l 作f t 处理器。 关键词：离散多音，时域均衡器，最小均方差，i f f t f f t a b s t r a c t h lt 1 1 en e e do fm o d e r n i z a t i o nc o n s t r u c t ，t h ed a t at r a n s m i t t e di nc o r n m u n i c a t i o n s v s t e n l sb e c o m ef a s t e ra n df a s t e r h o w t os o l v et h ep r o b l e mo f “l a s to n e m i l e i sa h o t i s s u eo fm er e s e a r c h e so nn e t w o r kt e c h n o l o g i e s d s lt e c h n o l o g ym a k e sa f u i lu s eo f 删t r e s o u r c e so fc o p p e rl i n e s ，a n di t sa d v a n t a g e i sl o wc o s t ，h i g hp e r f o r m a n c ea i l ds 0 o n s op e o p l ea r em o r ea n dm o r ef o c u s i n gt h e i ra t t e n t i o n o nd s lt e c h n o l o g y h o w e v 咖e r a ld s ls y s t e m sa r en o to p t i m i z e df o rp a r t i c u l a r e n v i r o n m e n t i nt h i sp a r t l l 对 锄：、r i 煳e n t ，也ed s ls y s t e m sc a n t t r a n s m i tt h em a x i m u md a t a r a t e o nt h l s b a c k g r 0 吼d ，w es h o u l dr e s e a r c ha n e wd s ls y s t e mo p t i m i z e df o rt h i s 锄v l m m 饥t t 0e n h a n c et h eb i tr a t eo fd s ls y s t e m si nt h i se n v i r o n m e n t ，w ec h o o s ed m l m o d u l a t i o n a f t e rc a r e f u l l yc o m p a r e t h ec u r r e n tc o m m o na l g o r i t h m s ，w ef i n a l l ya d o p ta 蹲e e d ya l g o r i t h mb a s e do nw a t e r - p o u r i n gd i s t r i b u t i o n t oa c c o m p l i s hs u b c h 锄e lb l t a 1 1 0 c a t i o na 1 1 dal m st e qa l g o r i t h mb a s e do nm m s e m e a n w h i l e ，w e t l n dt h e i f f t f f tp r o c e s s o ri st h ek e yf a c t o rf o rt h ep r e c i s i o no ft h ed m ts y s t e m ，s o w e c h o o s er a d i x 2 2a n dc o r d i ca l g o r i t h m ，a n ds p d fs t r u c t u r et or e a l i z eo u r i f ff f fl p r o c e s s o rb a s e d o i lf p g a k e y w o r d s ：d i s c r e t em u l t i - t o n e ，t i m ed o m a i ne q u a l i z e r , m i n i m u mm e a ns q u a r e e r r o r m v e f s ef a s tf o u r i e rt r a n s f o r m f a s tf o u r i e rt r a n s f o r m i i 图目录 图目录 图2 1d m t 调制原理9 图2 2 16 点q a m 星座图13 图2 33 2 点q a m 星座图1 4 图2 4 8 点q a m 星座图1 4 图2 5 均匀传输线系统1 8 图2 6 常见的端到端环路模型19 图2 7 各种c s a 环路示意图2 0 图2 8c s a 各环路传输函数曲线2 0 图2 - 9 本文仿真的d m t 调制系统框图2 2 图3 - 1c s a 环路6 信噪比曲线2 7 图3 2c s a 环路8 信噪比曲线2 7 图3 3 速度最大化准则下各种算法在c s a 环路6 中分配结果比较曲线2 8 图3 - 4 速度最大化准则下各种算法在c s a 环路8 中分配结果比较曲线2 8 图3 5 传输1 0 2 4 比特时各种算法在c s a 环路6 中分配结果3 0 图3 - 6 传输2 0 4 8 比特时各种算法在c s a 环路6 中分配结果3 0 图3 7 传输1 0 2 4 比特时各种算法在c s a 环路8 中分配结果3 1 图3 8 传输2 0 4 8 比特时各种算法在c s a 环路8 中分配结果3 1 图4 1 m m s e 算法实现t e q 框图3 5 图4 2 本文m m s e 算法示意图3 8 图4 3c s a 环路6 均衡前后信道冲击响应图。4 2 图4 - 4c s a 环路8 均衡后的缩短信道冲击响应图4 3 图5 11 6 点基2 平方f f t 蝶形图4 7 图5 2c o r d i c 算法示意图4 9 图5 3单频测试m a t l a b 的输出5 2 图5 4 单频测试m e g a c o r e7 1 的输出5 2 图5 5单频测试基2 平方c o r d i c 截断中间结果的输出5 3 图5 - 6 单频测试该f f t 的输出5 3 图5 7 双频测试m a t l a b 的输出5 4 图5 8 双频测试m e g a c o r e 的输出5 5 图5 - 9 双频测试基2 平方c o r d i c 截断中间结果的输出5 5 图5 1 0 双频测试该f f t 的输出5 6 图5 11 本文f f t 实现系统框图5 7 图5 1 2 第一级f f t 实现框图5 7 图5 1 3 基2 碟形单元l 的实虚部交换的m o d e l s i m 功能仿真波形图5 8 图5 1 42 “”点f f t 结构5 9 图5 1 5 本文f f t 处理器的m o d e l s i m 功能仿真波形图6 0 v i 表目录 表目录 表1 1几种d s l 设备主要技术参数3 表2 1 数值传输线模型参数17 表3 1 在速度最大化准则下各种算法在c s a 环路6 的仿真结果2 9 表3 2 在速度最大化准则下各种算法在c s a 环路8 的仿真结果2 9 表3 3 在信噪比裕量最大化准则下各种算法在c s a 环路6 的仿真结果3 2 表3 - 4 在信噪比裕量最大化准则下各种算法在c s a 环路8 的仿真结果3 2 表4 1c s a 环路6 在不同参数下的均衡结果4 1 表4 2c s a 环路8 在不同参数下的均衡结果4 2 表5 1 各种f f t 实现结构的比较4 8 表5 2 精度和动态范围比较5 6 表5 3c o r d i c 旋转结果的变化5 9 表5 - 4f f t 处理器综合结果比较6 0 v i i 缩略词表 英文缩写 a d c c a p c o r d i c d f r d d i t d m t d s l e m c f d m f e q f f r f i r f p g a i f f t i s i l e l m s m b r m c m m m s e p 剐m q a m q p s k s c m s i r 缩略词表 英文全称 a n o l o g - t o d i g i t a lc o n v e r t e r c a r r i e r l e s sa m p l i t u d ea n dp h a s e c o o r d i n a t e dr o t a t i o nd i g i t a lc o m p u t e r d i s c r e t ef o u r i e rt r a n s f o r m d e c i m a t i o ni nf r e q u e n c y d e c i m a t i o ni n7 动e d i s c r e t em u l t i t o n e d i g i t a ls u b s c r i b e rl o o p e l e c t r om a g n e t i cc o m p a t i b i l i t y f r e q u e n c y - d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g f r e q u e n c yd o m a i ne q u i l i z e r f a s tf o u r i e rt r a n s f o r n l f i n i t ei m p u l s er e s p o n s e f i e l dp r o g r a m m a b l eg a t e a r r a y i n v e r s ef a s tf o u r i e rt r a n s m i t i o n i n t e r - s y m b o li n t e r f e r e n c e l o g i ce l e m e n t l e a s tm e a n s q u a r e m a x i m u mb i tr a t i 0 m u l t ic a r r i e r sm o d u l a t i o n m i n i m u mm e a ns q u a r ee r r o r p u l s ea m p l i t u d em o d u l a t i o n q u a d r a t u r ea m p l i t u d em o d u l a t i o n q u a r d m t u r ep h a s e - s h i f tk e y i n g s i n g l ec a r t i e rm o d u l a t i o n s h o r t e n e di m p u l s er e s p o n s e v i 中文释义 模数转换器 无载波幅度相位 协调旋转数字计算机 离散傅立叶变换 频域抽取 时域抽取 离散多音 数字用户环路 电磁兼容性 频分复用 频域均衡 快速傅立叶变换 有限脉冲响应 现场可编程门阵列 快速傅立叶反变换 符号间干扰 逻辑单元 最小均方 最大比特率 多载波调制 最小均方差 脉冲幅度调制 正交幅度调制 正交频移键控 单载波调制 缩短信道冲击响应 缩略词表 s p d f t d m t e q t i r s i n g l ep a t hd e l a y f e e d b a c k t i m e d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g t i m ed o m a i ne q u i l i z e r t a r g e ti m p u l s er e s p o n s e i x 单路延时反馈 时分复用 时域均衡 目标信道冲击响应 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为 获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的 说明并表示谢意。 签名： 日期： 彻箩年月占e t 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘， 允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名： 导师签名：囱匀虱 日期：如彩年乡月多e i 第一章绪论 1 1课题背景及意义 第一章绪论1 弟一早珀t 匕 随着现代化建设的发展，需要传输的数据信息量大大增加，d s l 技术与现有 的其他宽带接入技术相比，具有成本低、速度快等优点，因此受到了研究机构和 运营商的广泛亲睐。 然而，通用的d s l 系统并没有针对独占频谱传输的点对点信道进行优化，在 该应用环境下不能达到最优的传输速率，因此应该研制针对独占频谱传输的点对 点信道优化的d s l 系统。 本文所研制的d s l 传输系统应具有以下特点： 1 d s l 由统一的硬件平台实现，其传输数据信息的速率可根据信道自适应， 该硬件具有良好的通用性，能适应野战等恶劣环境的要求。 2 原有s d s l 、s h d s l 、v d s l 和e d s l 都是基于使用市话电缆的，它们若 在同一电缆的不同线对传输，相互会有干扰，所以其传输频谱的选择需要 考虑相互间的兼容性，而本文传输线一般采用单线对，无邻路串话干扰， 可以通过提高传输频谱利用率，从而达到提高d s l 的最大传输距离。 3 由于d s l 技术原是利用电话网的市话电缆，实现用户短距离( 几公里) 接入 综合业务网，在低速时，用简单的编码和较低的发送电平就可以满足传输 距离的要求，相反本文研制的d s l 系统应采用较复杂的编码和较高的发 送电平来提高其传输距离。 4 应采用大规模集成电路技术设计，以减小体积和降低功耗。 5 较强的抗射频干扰( 干扰也可能由电子对抗产生) 和较低的电磁辐射，以适 应恶劣的应用环境。 6 对信道的自适应能力，可自动适应信道由温度、桥接头所带来的传输特性 变化。 电子科技大学硕十! 学位论文 1 2国外研究现状 1 2 1d s l 技术分类 d s l 技术是充分利用电话双绞线的频谱资源进行数据传输的接入技术。随着 i n t e r n e t 宽带用户的迅速增长，d s l 技术使现有电话网的线缆资源焕发了新的生命。 按应用场景分，目前d s l 技术主要分为三类：应用于上下行不对称速率宽带接入 的a d s i a d s l 2 儿气d s l 2 + ；应用于短距离对称速率宽带接入的v d s l v d s l 2 ；应 用于长距离对称低速率接入的s h d s l 、e d s l 。 1 a d s l 2 + 的技术特征 a d s l 2 + 是在a d s l 基础上发展起来的新一代d s l ，遵从i t u tg 9 9 2 5 标准， 调制方式仍为d m t ，传输带宽扩展到2 2 m h z 。a d s l 2 + 的编码特性与a d s l 比增 加了新的改进：在信号调制前增加了t c m 网格编码；采用s r a 技术实现链路速 率的动态自适应，使链路的连接不会因信道状况变差而中断；子信道比特分配可 量化到1 比特。这些技术使得a d s l 2 + 的最高速率达到2 4 m b p s ，最长支持距离达 7 公里。 2 v d s l 2 的技术特征 v d s l 2 是由i t u t2 0 0 5 年推出的，与第一代v d s l 采用q a m 调制方式不同， v d s l 2 只考虑了d m t 调制，其传输频带扩展到1 2 m h z 。从长远来看，v d s l 2 是 继a d s l 2 + 之后d s l 技术的一个重要发展方向，其短距离范围内的高带宽特性， 长距离的性能也不差于a d s l 2 + ，使v d s l 2 的应用范围有着无可比拟的优势，在 欧洲已开始大规模推广应用。 3 s h d s l 的技术特征 s h d s l 技术是由h d s l 发展而来，在经历了h d s l 和h d s l 2 的发展后由 i t u t 推出了s h d s l 的统一的标准g 9 9 1 2 ，频谱兼容性是s h d s l 标准的一个重 要内容。为考虑与a d s l 频谱兼容，并从功耗、复杂性、性能和传输时延等方面 综合考虑，i t u t 最终选择了网格编码与脉冲幅度调制p a m l 6 ( t c p a m ) 结合的调 制方式。s h d s l 传输性能相对于h d s l 得到较大改善。 4 e d s l 技术特征 t d m e d s l 技术利用电话铜线频带的3 0 k h z - - 一3 m h z 部分，将其分割为1 2 个 小的频带，其中最小频带带宽为6 2 5 k h z ，最大频带带宽为1 6 6 7 m h z 。根据线路 状况，t d m e d s l 采用其中某一段频谱，以既避免其它用户环路对它产生干扰， 2 第一章绪论 也同时避免影响其它用户环路。其调制方式可以采用q p s k 或q a m 。经过q p s k 调制，最大传输速率可达3 3 3 m b p s ；经过q a m l 6 调制，最大传输速率可达 6 6 6 6 m b p s ；若经过q a m 6 4 调制，最大传输速率可达1 0m b p s 。e d s l 技术集成了 d s l 技术和以太网技术两个方面的优势，具有很好的兼容性。e d s l 利用突发技术 有较大的优越性：对于以太网络，信息的传输是突发的，在绝大部分时间里，网络处 于种准静止状态，只有一些广播包发送，以维持网络的畅通；当某用户要发送 数据时，网络会在很短时间内将大量数据包发送出去，然后又处于等待状态。与 连续比特率技术如a d s l 比较，主要体现在降低了对环境的电磁干扰，同时减少 了设备功耗，可以动态的分配上行和下行拥有的时间片。从统计角度看，相当于动 态分配的上下行的带宽。 1 2 2d m t 调制的优势 表1 1 为几种d s l 主要技术参数的对比。以调制方式区分，表1 1 中的d s l 技术又可分为单载波调制( s c m ) 和多载波调制( m c m ) 两大类。其中，c a p 、p a m 、 q p s k 、q a m 为传统的s c m 方式，d m t 为m c m 方式。q a m 和d m t 是这两类 d s l 调制方式的代表，两者的优劣是国外文献中争论不休的研究热点，但从2 0 0 5 年以来几大国际标准化组织i t u t 、a n s i 、e t s i 最终选择了d m t 作为新一代 v d s l 2 中的调制标准，文献【l 】从以下几个方面详细分析了d m t 为何优于q a m - 表l 。l 几种d s l 设备主要技术参数 d s l 类型标准线路编码双工数据速率频谱范芯片商 ( k b p s ) 围( k i - i z ) s d s le t s ic a p 同频带回 12 8 2 3 0 4 3 0 4 2 4g l o b e s p a n i 盯i 沂m 0 3 0 3 5 波抵消 s h d s lg 9 9 1 2 t c n 6 l m 同频带回 12 8 2 3 0 40 , 一3 8 5g l o b e s p a n y d 厂r 1 18 5 2 0 0 2 波抵消 m e t a l i n k e d s l y d t12 5 4 2 0 0 3 q p s k 或 时分 1 2 5 10 0 0 03 0 - 3 0 0 0p a ra d y n e q a m v d s lg 9 9 3 1 q a m频分 4 0 0 0 02 5 1 2 0 0i n f i n e o n y d t 1 2 3 9 2 0 0 2( m a x ) oi k a n o s v d s l 2g 9 9 3 2d m t 频分 1 0 0 0 0 02 5 1 2 0 0i n f i n e o n ( m a x ) o a d s l 2 +g 9 9 2 5 d i t 频分 2 5 0 0 03 0 2 2 0 0i n f i n e o n b r o a d c o m 1 d m t 可针对每条线路进行优化。 每条铜电话线路的特性都有所不同，这主要是由于： 3 电子科技大学硕+ 学位论文 衰减高度依赖于频率、线路长度以及线路上存在的桥接抽头。 来自线缆束中其他高速调制解调器的串扰，此类串扰随着频率增长而迅速 增强，并且与线缆束本身的拓扑有关系。 来自a m 无线电和业余无线电频段的射频干扰。 d m t 通过将整个频谱分割为窄的子载波，d m t 调制解调器在每条线路上的 工作情况都不相同。每一子载波分别利用q a m 进行调制，根据线路情况分别承载 1 至1 5 个数据位。每一子载波中的数据位数及其功率水平是由d m t 调制解调器 根据环路衰减和噪声环境动态决定的。 与此相对，单载波调制解调器利用单个q a m 调制的载波生成固定的频谱。通 过改变星点大小、载波频率和符号速率，可以控制这一频谱的形状，同时还可在 调制后进行额外的滤波处理。显然其参数控制能力和力度非常有限，因此很明显 在数据速率分配以及功率频谱密度整形方面s c m 不如d m t 调制解调器灵活。 2 d m t 对于a m 无线电、业余无线电、公共安全应用、险情救护以及其他 频段的射频干扰有较好的弹性和适应能力。 来自外部无线电频段的射频干扰所产生的噪声通常比接收信号本身要大。因 此在接收信号时最好将包含此类噪声的频段过滤掉。而且这种过滤需要根据环境 状况动态地改变，并且可能需要同时滤除多个频率区域。 d m t 利用f f t 将干扰限制在尽可能小的区域，然后将其分离出去，只接收其 他的子信道。这种f f t 实际上是一个大型可编程滤波器，可以选择性地拒绝包含 干扰的频段。d m td s l 解决方案还利用抑制技术来消除频域中的干扰音。与此相 比，s c m 调制解调器依赖其自适应均衡器滤除干扰频率，性能较差。 3 d m t 调制解调器可更容易进行编程以满足f d m 的要求。 要在一对线上同时发送和接收信号，双向工作是必需的功能。双工可以在时 域采用时分复用( t d m ) 、频域采用频分复用( f d m ) ，或者利用回声消除技术实现。 相关标准已经选定f d m 作为在d s l 中实现双工的方法，其中两个独立的频 带用于下行传输，另两个频带则用于上行传输。目前广泛接受的频率规划方案有 三个：p l a n 9 9 8 、p l a n 9 9 7 和f x 规划，而且还会有更多的方案出现。 为实现f d m ，必须将接收信号从发射器的反射信号中过滤出来。这一滤波功 能可在线路接口中利用模拟滤波器完成，也可以在信号通过模数转换器后利用数 字滤波器实现。 数字双工提供了很大的灵活性，从而可以利用较少的模拟器件以及较简单的 电路形式设计出可广泛应用的适应性强的调制解调器。数字双工技术减少了对复 4 第一章绪论 杂模拟接口电路的需求，不需要为每种f d m 频段规划采用不同的前端模拟滤波器。 当然，数字双工确实需要更高的模数转换器性能，因此发射器反射回的信号可能 会比接收信号大得多。 d m t 调制解调器天然地适合数字双工应用，因为d m t 调制解调器的中心单 元h 可可很好地处理双工滤波，只需要简单地将上行和下行频带编程到调制解调 器中就行了。s c m 则需要更多的滤波来进行频率分割，而这些模拟频带分割滤波 器不能编程到不同的频率。此外，与d m t 调制解调器相比，这些滤波器在不同的 频带间需要更大的过渡间隔频带，大约是l 1 5 m h z ，而d m t 仅需要约4 3 k h z 。 这也是d m t 调制解调器的另一个非常重要的优势。 4 d m tv d s l 可实现低功耗操作。 d m t 解决方案在成本和功耗两方面的效率都是很高的。d m td s l 在解决方 案中已经可达到小于每端口1 5 w 的功耗水平，与q a m 相当。 5 d m t 可以在同一电话电缆的不同线对上适应除d s l 以外的其他业务。 在很多国家，可能需要在同一电话电缆的不同线对上提供d s l 和其他业务( 如 p o t s 、i s d n 和a d s l ) 。利用d m t ，可以通过调节功率频谱密度简单地关闭其他 业务所使用的频率区域的载波就可以避免与这些业务间的干扰。s c m 解决方案就 无法容易地做到这一点。 6 d m t 的e m c 较好，为避免对特定频带的射频干扰提供了灵活性。 在实际环境中，抑制对业余无线电和其他频带的射频干扰也是非常重要的问 题。铜双绞电话线就是为了在不同极性信号( 差分驱动) 提供一种平衡抵消能力，利 用这种抵消效应来防止串扰。 在典型电话线对上传输的d s l 信号仍会在高频段产生射频干扰，因为在高频 率时铜线的平衡能力变得越来越差。高质量5 类双绞线具有很高的平衡抵消能力。 然而，在大多数铜线接入网络中，特别是在公寓住宅中，采用的可能是3 类或更 差的双绞线。此类线路不仅会受到外来的射频干扰，而且还会对业余无线电等频 段造成干扰。 为抑制干扰，d m t d s l 发射器可简单地关闭业余无线电使用的频谱区域中的 子信道。s c m 调制解调器在这方面的能力比较有限，但是通常也能通过改变其发 射滤波器特性提供至少一个频率缺口。 7 d m t 提供了对付脉冲噪声的有效方法。 脉冲噪声是铜线接入网络中的常见问题。脉冲噪声通常是由中心局中产生铃 声的继电器或用户处的电动机开关切换时产生的。 5 电子科技大学硕+ 学位论文 d m t 可帮助降低脉冲噪声的影响。一个脉冲可能会在长达5 l as 甚至更长的时 间里淹没接收信号，但一个d m t 符号的长度为2 5 0ps 。因此一个脉冲仅破坏了 f f t 使用的样本中的几个。f f t 会将时域中的脉冲扩展到多个频点，噪声容限在 某种程度上会将脉冲能量吸收。 8 d m t 调制解调器具有可扩展性。 直到现在，在d m t 和c a p q a m 论战的过程中，基于q a m 的v d s l 线路数 量开始大规模扩展时会发生的问题一直没有得到足够的重视，而d m t 在同一线缆 束内同时有许多a d s l 线路活动已在实际应用中证明可行。当一组d m t 调制解调 器初始化时，会产生一种竞争环境，最后仅有少数调制解调器( 或者可能只有一个 调制解调器) 使用具有较低信噪比的子载波。其他d m t 调制解调器很快会放弃这 些低信噪比的子载波。因此，d m t 调制解调器组会更优化地使用铜双绞线中的可 用带宽，从而使大规模部署时的数据吞吐能力达到最大。 9 p a r 和模拟前端电路的成本 p a r ( 峰均比) 是线路上传输的信号峰值电压与平均电压比值的量度。不同的调 制技术具有不同的理论p a r 值。p a r 是一个重要的参数，因为这一数值越大，线 路上电压的摆动幅度越大，模拟前端电路需要适应这样的电压摆动幅度，因此会 导致更高的器件成本和更大的功耗。 通常认为d m t 在p a r 方面不如c a p q a m 。d m t 调制的p a r 约为1 5 d b ， 而c a p q a m 仅为约1 2 d b 。实际上，d m tv d s l 调制解调器利用内置的d s p 算 法来降低p a r 。这些算法需要极小的功率和成本，通常可将p a r 降低3 d b 。这样 d m t 和c a p q a mv d s l 在p a r 方面就差别很小了。 l o 启动时间、捕获和握手 q a m 调制解调器的启动不需要握手信号，q a m 支持者声称这将导致更快的 启动时间。事实上d m td s l 调制解调器差的时间内启动已经远远低于d s l 用户 的预期。 综上所述，由于d m t 方式具有较强的抗干扰能力和较好的传输性能，在本文 的d s l 传输系统中，采用d m t 方式应该是较合适的选择。文献中还讨论了其它 的m c m 调制方式如d w m t 2 1 、m m s em c m 3 1 。这些技术取得的性能并未比d m t 方式好多少，但实现的复杂度却要高很多。如d w m t 的频域均衡技术一直未有多 大突破，国外至今也未见成熟的商业解决方案。 6 第一章绪论 1 2 3 频谱管理技术 由于串扰是d s l 系统最主要的干扰，目前d s l 研究的一个热点是利用频谱管 理技术来降低串扰。该技术是对每种d s l 的技术参数，如传输功率谱密度、总功 率限制和线路长度等参数进行管理，把d s l 受到的串扰控制在一个相对比较低的 水平上，使得d s l 的传输性能不致受到大的影响。 频谱管理技术又分为静态频谱管理和动态频谱管理。其中，动态频谱管理能 够动态地对环路拓扑结构中的各种d s l 业务参数进行管理，使其能够克服彼此之 间的干扰，从而提高各自的传输速率。澳大利亚学者j p a p a n d r i p o u l o sa n dj e v a n s 利用动态频谱管理技术，提出了一种易于实现的算法【4 1 ，把a d s l 的理论峰值速度 提高到了1 0 0 m b p s 。 1 3国内研究现状 目前国内如华为、中兴通讯、7 3 0 厂、7 1 6 厂等公司都推出了基于电话线缆的 商用s d s l 、s h d s l 、a d s l 、a d s l 2 + 、v d s l 2 产品。由于大量的国外芯片制造 商提供了低成本a s i c 解决方案，这些公司的产品都采用了国外现成的芯片进行二 次开发，这些商用芯片并未专门针对本文的应用环境进行优化。 因此，目前极有必要研发针对本文应用传输环境设计的具有自主知识产权的 国产芯片和设备，以填补国内空白。 1 4本课题的主要工作 本文主要研究了d m t 调制技术。首先介绍了d m t 调制的基本原理和关键技 术，通过r l c g 和a b c d 数学模型结合传输线相关理论对信道建模，然后分析常 用的子信道比特分配算法，并最终选择了一种基于注水分布的贪婪算法进行子信 道分配算法。为了尽量避免i s i ，提高系统传输性能，本文比较了常见的时域均衡 算法，并选择了一种易于实现的基于m m s e 的l m s 时域均衡算法。考虑到 i f f t f f t 是关系到d m t 调制精度的核心模块，本文比较了常用f f t 硬件实现的 结构和算法，采用了基2 平方和c o r d i c 算法结合单路延时反馈结构实现了基于 f p g a 的i f f t f f t 模块。 本文的主要工作如下： 7 电子科技大学硕士学位论文 1 本文根据d m t 调制解调的基本原理，利用c 语言搭建了d m t 调制解调 系统的仿真平台。 2 本文改进了贪婪算法，在进行子信道比特分配时只需要进行查表操作，不 需要迭代，能够快速收敛，且能量分配精确。 3 本文在m a t l a b 中仿真了一种易于硬件实现基于m m s e 算法的l s m 时域 均衡器。 4 本文提出的基2 平方和c o i m i c 算法结合单路延时反馈结构的i f f t f f t 处理器，在使用和a l t e r am e g a c o r e 相当的资源下，精度提高了1 4 d b ，最 高工作频率能够达到1 0 0 m h z 以上，完全能够满足d m t 调制在精度和实 时性上面的要求。 1 5 论文章节安排 本文一共包含6 章。 第一章，绪论。主要介绍课题的背景和研究意义，并对本文的主要研究工作 进行说明。 第二章，d m t 调制关键技术及仿真。主要介绍了d m t 调制的关键技术，通 过数学模型和传输线理论对本文研究的信道进行建模，用c 语言搭建了d m t 调制 仿真系统。 第三章，子信道分配算法的研究。主要分析各种常见的子信道比特分配算法， 并根据仿真结果最后选择了改进型的贪婪算法。 第四章，时域均衡器的设计。首先比较了常用的时域均衡算法，最后采用了 一种基于l m s 刷新的m m s e 算法。 第五章，基于f p g a 的高精度i f f t f f t 处理器设计。首先分析各种f f t 算法 和结构，选择了基2 平方和c o r d i c 算法结合单路延时反馈结构的实现方式，然 后用v e r i l o g 语言实现了该f f t 处理器。 第六章，结论与展望。 8 第二章d m t 调制关键技术及仿真 第二章d m t 调制关键技术及仿真 本章将介绍d m t 调制的原理和关键技术，通过数学模型和传输线理论对本文 研究的信道进行建模，并搭建d m t 调制仿真系统，以验证第三章和第四章中提出 的比特分配算法和时域均衡算法。 2 1d m t 调制基本原理 d m t 实际上是一种多载波调制技术，它采用并行数据传输结合频分复用( f d m ) 来实现，其基本原理如图2 1 所示。 图2 1d m t 调制原理 从图2 - 1 中可以看出，高速串行输入数据经过串并变换之后被分到个子信 道上去，各个子信道传输的比特数为6 l ，6 2 ，巩，每个子信道的频率间隔为厂。 每个子信道加载的比特数由各个子信道的中心频率所对应的信道信噪比决定，我 们将在2 2 小节详细阐述比特加载算法。为了避免各个子信道相互干扰，保证各个 子信道的信号被接收端正确接收，各个载波必须是正交的。可见，d m t 调制就是 将传输信道划分为个正交的子信道，然后分别根据各个子信道的信道特性加以 利用，保证在一定误码率最及发送功率下，动态地分配各个子信道的能量和传输 比特数，从而使得传输的数据率最大。 如图2 1 所示，该系统中有多个载波的存在，从传统的调制解调系统的观点来 9 电子科技大学硕士学位论文 看需要大量的振荡器组合相干解调器，这样无论从成本还是实现难易度来说，都 是不现实的。1 9 7 1 年，w e i s t e i n 和e b e n 将d f t 应用于该系统中，从而实现了多 载波调制系统。设d m t 信号周期为孔即1 a f = n t , ，其中乞为串行符号周期) ，在 一个周期内传输n 个符号为c o ，c l ，c ，c 一。( q a m 映射后的符号) ，则d m t 信号可 以表示成： f u l、 x ( f ) = r e g e x p ( j 2 n f k t ) ( 2 1 ) 其中，q = + j b k ，五为第k 个载波，六= z + k xa f ，z 为系统发射频率， 将公式( 2 1 ) 展开得： x ( f ) = r e g xe x p j 2 万( z + k a f ) t ) = r e g e x p ( j 2 万k a y ) f ) 】xe x p ( j 2 n f j ( 2 2 ) = r e s ( t ) xe x p ( j 2 x k f d ) 其中，j 为x 的等效复包络： s ( f ) = r e gx e x p ( j 2 z k a f i ) l 扣o ( 2 3 ) = e t a tc o s ( 2 z k a f t ) - b ks i n ( 2 n k z 泸) 如果以z = l t , 为采样率对s ( o 采用，在以刀内则有n = t t , 个样值： 最刊k = 艺g p ( j 2 n 尹k n ( 2 - 4 ) e x p ( j 2 k = 0 最= 酬= g 百) 可见在 d ，刀内s 的n 个样值刚好是g 的的傅立叶逆变换。上述方法的核心 思想是将通常实现的频分复用信号x ( o 转化到基带上实现。首先得到x ( o 的基带信 号s ，然后乘以载波z 后将s 搬移到所需要的频带上，而基带信号s 可以通过 i f f t 来实现。在d s l 系统中，= 0 ，所以可以直接通过i f f t 实现d m t 调制。 同样地，在接收端，我们可以通过f f t 实现d m t 解调。可见，i f f t f f t 是实现 d m t 调制的核心模块，我们将在第五章中详细阐述。 1 0 第二章d m t 调制关键技术及仿真 2 2子信道比特分配 2 2 1比特分配概述 通过2 1 小节的描述，我们知道d m t 调制需要根据划分为个正交的子信道， 动态地分配各个子信道的能量和传输比特数，从而使得传输的数据率最大。因此， 如何分配各个子信道的能量和传输比特数是关系到d m t 系统传输容量的关键因 素。 首先，我们先简单介绍一下在有线信道的多载波调制中比特分配的一些相关 概念 5 1 。设第f 个子信道符号所携带的信息量是阢刁比特，平均功率为p 【f 】，噪声功 率谱为，信道增益为h i 】，信噪比差额为r ，每个子信道的频率间隔为鲈，则 它们之间满足以下公式： 荆0 9 2 ( 1 + 哿) ( 2 - 5 ) 其中，i 的取值是从l 水1 ，是子信道数，由于调制方法的影响优0 】等于0 ( 这 里暂不考虑话带频率的影响) ，即该子信道不传输数据。令日 f 】2 ( ，l 。鲈) = g i 】， g f 】p i = s n r i ，g i f = g i 】，于是我们得到下面的公式： 堋：l o g ：( 1 + 学) ：l 0 9 2 ( 1 + p f 】g 【f 】) ( 2 - 6 ) 其中，信噪比差额r 相当于在信噪比s n r i 损失了一个因子r 后的信道容量。 f 所表达的就是在某种调制、编码方式之下对信噪比的实际利用能力，体现了信 道的实际传输能力和理论极限的差额。因此，r 就被称为信噪比差额( s n rg a p ) 。 在实际中，对于某种特定编码方式，在不同传输速率下的信噪比差额几乎都是一 定的。例如，对于无纠错编码的q a m 调制而言，当误码率b e r = 1 0 巧时，f = 8 8 d b 。 此外，在实际的有线信道传输中，信道的传输函