（微电子学与固体电子学专业论文）一种基于同步整流技术的降压dcdc转换器设计.pdf

摘要 目前，作为电子系统的关键接口，d c d c 转换器己在通讯、电子计算机、消费类电子 产品等领域获得了广泛应用。为适应便携式电子产品的应用要求，必须实现高效率、高精 度、高集成度的开关电源设计。 本文首先介绍了降压开关电源的电路结构及工作原理，然后探讨了引起损耗的各种因 素，设计了一种新的同步整流驱动电路，实现了同步整流和软开关技术的结合，有效地减 小了转换器功率损耗，从而提高了转换器的转换效率。同时，还给出了一种新的过流保护 电路以快速有效地保护芯片。 在实际电路的设计中，本文采用0 5 岫c m o s 工艺，从功率级设计开始，详细讨论了 元件类型的选择、电路结构参数的确定，随后设计了基于同步整流技术的的降压d c d c 转 换器系统。h s p i c e 仿真结果表明，该系统能稳定工作，并满足设计指标的要求。 关键词：同步整流脉宽脉频调制d c d c 转换器转换效率过流保护 a b s t r a c t i n t e 础ds w i t c l l i n gp o w e rs u p p l i e s 1 1 a v eb e e n 谢d e l yu s e di nc o m m u n i c a t i o ns y s t e m s ， c o 埘i p u t e r s ，a n dc o n s 啪e re l e c t r o i l i c se t c m o t i v a t e db yp o r t a b l ea p p l i c a t i o n st 1 1 a td e m a i l d1 1 i 曲 p e 墒m a n c e ，s 丽t c h i l 唱p o w e rs u p p l i e sa r ed e v e l 叩c dm a i m ya i m i n gt ol l i 曲e m c i e i l c y ，址曲 p r e c i s i o na 工l dh i 曲洫e 乒a t i o n t h e 砸m a r yc i r c u i ts 仇l c t l l r e ，b 弱i cp m c i p l ea n dc o n 缸d 1m 砒o d so f b u c kd c - d cc o n v e r t e r s a r ci n t r o d u c e df i r s t l y t h e ne a c hl o s ss o u r c eo fd c d cc o n v e r t e ri ss t u d i e d n e ws y n c l l r o n o u s c o n t r 0 1 1 c r sa c c o r d i n gt od i f 衔e n t l o a d s 盯ep r o p o s e dt od ot h i sj o b s y n c l l r o n o u sr e c t i 聊n ga 工l d s o f c - s w i t c h i n gt e c h n i q u e sa r ei n t e g r a t e ds k i l l f l l l l y ，a dd e c r e a s es w i t c h i n g l o s se f 绝c t i v e l ya n d i n c r e a s et 1 1 ec o n v e n e r sc o r e r s i o ne 蚯c i e n c y 伊e a t l y a l s oan e wo v e r c 1 1 工t e n tp r o t e c t i o nc i r c u i t f o rd c - d cr e g u l a t o ri sp r e s e m e dt op r o t e c t 也ec h i p i nt h ep r a c t i c a ld c s i g np a n ，w es 切nw i t l l 仕1 ep o w e rs t a g e ，w h i c hi n c l u d e st h et y p e 髓d p a r a l e t e r ss e l e c t i o no f e l e c 扛d 1 1 i cd e v i c e s ，t h e nas y n c h r o n o l l ss t e p - d o 、v nd c d cc o n v e r t e r 丽m p 强压，p f ma u t o m a t i cs w i t c h j n gi sd e s i 弘e dw i 也o 5 岬c m o sp 1 0 c e s s a c c o r d i n gt ot 1 1 er e s u l t s o fh s p i c es i m u l a t i o n ，t h es y s t e mi ss t a b l ea i l do t h e rp e r f o n a n c es p e c m c 撕o n sr e q u i r e di s a t t a i n e d k | e yw o r d s ：s y n c h r o n o u sr e c t i f yp u l s ew i d 剖丘e q u e n c ym o d u l a 廿o n d c d cc o n v e r t c r c o n v e r s i o ne 硒c i e n c yo v e r - c u r r e mp r o t e c t i o n 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：墨l 丝 日 期：立! ! r 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生潞塑兰翩繇叠丝日期 旷毛- 中 第一章绪论 1 1 研究背景 第一章绪论 微电子技术日益发展的今天，各种电子系统如雨后春笋般出现，对于不同的工作模式和工作状态， 需要的电源电压不同，特别是对于低功耗的需求，在保证相同信息吞吐量的同时电子系统的工作电压越 来越低；同时，对于同一个电子系统，不同的电路模块根据其重要性及电路结构，可以分别工作于不同 的电源电压来获取更长的待机时间。这样就需要直流电压转换器进行电压转换以满足不同的电源要求， 常用的直流电压转换器芯片有d c _ d c 、l d o 、电荷泵等”1 。 d c - d c 转换器电压变换灵活，具有b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、c u k 等多种结构，可实现降压、升压、 升降压和极性反转等功能：能提供大的负载驱动电流。因而倍受人们的青睐，广泛应用于笔记本电脑、 移动电话、寻呼机、p d a 等便携式装置中。 一、d c 。d c 转换器发展概况 目前，d c - d c 转换器已实现模块化，且设计技术及生产工艺均已成熟和标准化。近年来，d c d c 转换器朝着提高集成度、效率和控制精度以及小型轻量化飞速发展。 1 、提高集成度 早期的开关电源系统以分立元件构成为主，9 0 年代中、后期出现了由控制芯片、功率管和电感电 容元件组成的功率集成电路。发展到今天，功率集成电路控制芯片把控制电路和功率开关集成到一起， 外部仅需少量的电感、电容元件就可方便地构成开关电源。可以预期，随着电感元件在芯片上集成技术 的日渐成熟，开关电源系统的集成度会更高。 2 、提高电源转换效率 提高电源的转换效率意味着降低电源的损耗。开关电源的损耗主要包括两种：开关元件导通时，电 流流经开关的导通电阻，产生导通损耗 开关元件在导通、截止之间转换时，由开关管的栅源电容充放 电引起的开关损耗。针对减少这两项损耗，分别发展了同步整流技术”1 和软开关拓扑结构”1 。 另外，还有低功耗待机式、远程关断式、跳过周期、轻载时自动降低开关频率等提高转换效率的措 施“。 3 、提高控制精度 控制方式由初期的电压单环反馈控制发展到电压、电流双环反馈控制，其中基于平均电流控制和峰 值电流控制的p w m 控制技术已成功应用在功率因素矫正电路中，实现精确控制。此外，还出现了有电 荷控制技术。3 等。 4 、小型轻量化 随着集成度的提高，开关电源所需要的外围元件越来越少：同时随着开关频率的提高，系统所需要 1 东南大学硕士学位论文 的电感、电容元件值降低，电感、电容元件占用的体积减小。此外，还出现了多输出的拓扑结构“，可 有效减少整机体积，是实现整机综合性能优化的措施。 二、d c _ d c 转换器中的新技术 为实现高性能d c d c 转换器设计，近年来在此领域不断发展并涌现出许多新的电路设计技术，主 要有： l 、同步整流技术 随着供电电源电压的降低，传统的二极管整流引起的整流管上0 7 v 的导通压降，成为d c d c 转换 器提高转换效率瓶颈，目前新一代的d c d c 转换器都是采用m o s 管做整流管，理想情况下其导通压降 为o ，在低电压、大电流应用场合，可以极大提高转换效率“4 。 2 、软开关技术 软开关技术是在同步整流技术的基础上发展起来的。为了防止开关管和整流管同时导通，引起一个 到地的短路电流，通常在两个管子交替导通之间插入一个都不导通的死区时间。死区时间过长或过短 会引起电容充放电损耗以及寄生二极管导通的损耗“3 ，针对合适的死匡时间出现了软开关技术。所谓软 开关是指使m o s 管两端电压为o 时m o s 管导通，m o s 管中流过电流为o 时关断，这样将保证m o s 管上电压、电流没有交叠区域而无电容充放电损耗。这种控制方法称为z v s ( z e m - v o n a g es w n c l l i n g ) 和 z c s ( z e r o c u n n t _ s m t c l l i n g ) 。传统的软开关技术是利用电抗性元件的谐振实现，直流电压转换器中是 利用数字控制技术实现。在高频工作、以驱动损耗和开关损耗为主的应用场合下能提高效率。1 。 3 、多工作模式技术 针对不同的负载情况，d c d c 可以工作于p f m 和p w m 结合的工作模式，根据p w m 控制重载效 率高而p f m 轻载效率高的特点，电路应根据负载情况自由切换，当重载时，工作于p w m 模式，当轻载 时，工作于p f m 模式。“”1 。针对电路中的不同功能模块，对一些非关键电路可以采用“s t a l l d - b v ” 工作模式，设置启动这些电路的条件。此外，对于同步整流d c - d c ，采用“b l l r s t - m o d e ”，根据电感电 流是否反向控制电路工作于c c m 模式或d c m 模式“，以提高效率。 4 、其他技术 随着集成度的提高，开关电源的体积越来越小，目前已经出现了寄生效应很小的片上电感“，以及 同一个输入电源单电感实现多路电源输出的拓扑结构“。此外，电源的控制已经由模拟控制，模数混合 控制，进入到全数字控制阶段。数字控制可以达到更高的精度和速度，成本也更低廉。 1 2 研究目的和意义 电源是电子产品的一个重要组成部分，电源质量直接影响电子设备的性能。便携式电子产品通常采 用电池供电，随着放电的进行，电池电压逐渐降低，电池内阻逐渐增大：一方面，在电池开始使用时， 端电压较高而电池内阻较小，易造成输出电流大于负载实际需要电流而造成电能的浪费，尤其不利于系 统工作时间及待机时间的延长；另一方面，使用一段时间后，端电压降低而电池内阻增大，致使负载变 2 第一章绪论 化引起较大的供电电压的变化，又不利于系统维持高性能的工作。为延长电池使用寿命以及得到波动小的 直流电压，需要效率高、体积小、重量轻的低电压d c - d c 电压转换器。 目前，国内外对中小功率低电压、大电流输出d c - d c 转换器的研究己取得了较大进展，对很多关键 技术进行了切实有效的研究及技术储备。能够实现3 3 v 以下输出电压、5 0 a 以上输出电流的模块电源的 大规模生产，且体积己做得很小，功率密度超过了5 0 w 触3 ，现正向1 2 0w 触3 发展；能够将小功率d c - d c 转换器的开关频率提高到1 2 m h z 以上；能够将d c - d c 转换器输出电压降到1 v 。随着消费电子产业的蓬 勃发展，d c - d c 转换器在各种电子产品里都得到了广泛的应用，其市场前景非常广阔，对其性能的要求也 越来越商，比如说输出功率、输入电压范围、输出电压范围、效率、体积以及重量等等，这些都是对设计 人员以及整个业界的挑战，越来越多高性能d c d c 转换器的出现将会对整个消费电子产业起到很大的推 动作用。 1 3 本论文主要工作 低功耗、高效率是d c - d c 转换器一直不断追求的重要指标，针对提高电源效率，本电路设计采用了 同步整流技术用n m o s 管代替二极管作为整流管，并结合软开关技术进行死区时间控制进一步降低功耗， 同时利用p w m ，p f m 两种工作模式自动切换以保证系统在全负载范围内具有高效率。为验证系统设计的结 果，本文给出了d c - d c 转换器的同步整流驱动电路、p w m 伊f m 切换电路、电流感应和过流保护电路以 及o s c 振荡器等关键模块的电路设计方案，并由这些模块构建起系统，通过h s p i c e 仿真对系统进行仿真 验证。模拟结果表明：系统能稳定运行，效率高达8 8 以上，基本满足设计要求。 本论文结构体系如下所示： 第二章首先介绍了d c d c 转换器的基本结构、工作原理及控制方法，并重点介绍了降压d c - d c 转换 器的稳态工作情况，为后面的系统设计打下理论基础。然后深入系统地分析了d c _ d c 转换器中的各种功 率损耗源，分析结果表明采用同步整流结合软开关技术可以大大提高d c d c 转换器的电源转换效率。 第三章基于第二章的理论分析，系统设计采用了同步整流结合软开关技术，同时利用p w m p f m 自动 切换以降低功耗，提高转换效率。首先给出了本系统设计采用的几种提高d c d c 转换器效率的方法，提 出了一种新的同步整流驱动电路，然后对系统所涉及的外围参数进行了选取，屉后对组成系统的同步整流 驱动电路、p w m 伊f m 切换电路、电流感应和过流保护电路以及o s c 振荡器等关键电路模块进行设计，阐 述各子电路应该完成的功能，提出设计方案，并采用h s p i c e 进行模拟验证。 第四章将所设计的关键电路模块和d c - d c 转换器其他关键电路模块构成了基于同步整流技术的 p w m 侧m 自动切换的降压d c d c 转换器系统，采用h s p i c e 对系统进行模拟验证。模拟结果表明：系统 能正常工作，最终电源效率高达8 8 以上，性能指标基本满足设计要求。 第五章是对本文工作的总结，并对深入研究的方向提出建议。 第二章降压d c d c 转换器理论基础 第二章降压d c d c 转换器理论基础 本章首先介绍了d c - d c 转换器的基本结构、工作原理及控制方法，并重点介绍了降压d c d c 转换器 的稳态工作情况，为后面的系统设计打下理论基础。然后深入系统地分析了d c - d c 转换器中的各种功率 损耗源，着重阐述了可以大大提高d c d c 转换器转换效率的同步整流技术。本章是系统设计和电路仿真 的理论基础。 2 1d c d c 转换器简介 2 1 1d c d c 转换器结构及其工作原理 d c d c 转换器的主要特点是功率管工作在开关状态。它利用电感元件和电容元件的能量存储特性， 随着功率管不停地导通、关断，具有较大电压波动的直流电源能量断续地经过开关管，暂时以磁场能形式 存储在电感器中，然后经电容滤波得到连续的能量传送到负载，得到经变换后的电压脉动较小的直流电能， 实现d c d c 变换吲。 d c d c 转换器系统由主电路和控制电路组成，构成开关电源的主电路的元件，包括输入电源、开关 管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传递，合称为功率级；控制电路 则通过控制功率开关管的通断实现调节输出电压恒定在设定值，从而控制主电路的工作状态，使主电路从 输入电源处获得的能量和传送到负载的能量维持平衡。通常，当输入的电池电压及输出端的负载在一定范 围内变化时，负载电压可以维持恒定。 d c - d c 转换器的调节过程如图2 1 所示，它将电池电压变成所期望的较稳定的直流输出电压。 原理如下：图中的单箭头开关由调制器控制产生一个方波，这个方波的平均电压等于所期望的直流输出电 压，低通滤波器用来削弱方波中的交流量，使得输出为所需的直流电压，输出电压k 与基准电压相比较， 产生控制调制器的信号，从而达到调节方波宽度或者频率的目的，这样整个系统形成一个负反馈回路，使 得输出电压稳定在设计值。 b r r o ra m d l l 丘e r 图2 1d c - d c 转换器框图 将功率开关元件和储能元件采用不同的配置或不同的连接方式，可以得到各种输出电压与输入电压间 的关系。d c d c 转换器的拓扑结构指能用于转换、控制和调节输出电压的功率开关元件和储能元件的不 4 箩一 一七笋器 东南大学硕士学位论文 同配置。正是多种拓扑结构的存在使d c d c 转换器具有灵活的正负极性和升、降压方式，这一特性使其 明显优于线性稳压器和电荷泵。b u c k ( 降压型) 、b o o s t ( 升压型) 、i n v e 出g ( 极性反转型) 和c 1 1 k 型 是四种基本的转换器拓扑结构“、”。 2 1 2d c d c 转换器的控制方法 一个好的控制机制不仅包括稳定性和快速响应性还包括控制精度、体积成本、控制效率等因素。按照 控制机制的不同，d c - d c 转换器系统控制方法可分为p w m ( p u l s e w i d n l _ m o d u l 撕o n ) 、 p f m ( p u l s e f f e q u e n c y - m o d u l “o n ) 和p w m p f m 混合控制模式。 一、p w m 控制模式 脉冲宽度调制( p w m ) 是指工作频率恒定( 即工作周期不变) ，通过改变功率开关管导通时间或截止 时间来改变占空比，通过占空比的调整来使输出电压稳定。 图22 显示了降压转换器在p w m 工作模式下的稳定状态的工作波形。开关周期初始为开关管 厶导通， 在这一时间间隔d b 内，电感两端形成一个稳定的正向压降k ，则流过电感的电流u 从最小值线性的 增加到最大值。来源于电池的能量一部分存储到电感内部，一部分传送到滤波电容和负载。状态等效图如 图23 所示。 然后，开关管必，被关断，整流管m ，导通，k 与地短路。在这一段时间间隔纠巧内，电感两端形 成一个稳定的反向压降一k ，则流过电感的电流i 上从最大值线性的减小到最小值。存储在电感内地能量传送 到滤波电容和负载上。而开关周期相继使得 厶与：轮流导通。在整个过程中被调制的量是占空比d ，因 此这种工作模式称之为p w m 模式。 电感的电流的变化值用下式来计算： ”= 上盟等，= 堡，( 2 1 ) v t ( o i l n ) v p m v n f l l d l ( 1 - d ) t 图2 2p w m 模式下稳定状态的工作波形 第二章降压d c d c 转换器理论基础 o f f 图2 3 降压d c - d c 转换器的状态图 电感电流在开关管 厶导通时间间隔内增加量为： 虬( + ) ：堕墨攀d 瓦 ( 2 - 2 ) 电感电流在开关管截止时间间隔内减少量为： 。( 一) ：型掣( 1 一d ) 五 其中。p 知p 纠为 拓的导通压降，p k 眠j 为m ，的导通压降。在稳定的状态下式( 2 2 ) 、( 2 3 ) 相等，则 可以求出 圪= ( 一( m 。) ) d 一( m 。) ( 1 一d ) ( 2 - 4 ) 在理想情况下，似和s 阻甜可以忽略。 二、p f m 控制模式 脉冲频率调制( p f m ) 是指工作频率不恒定，通过调节控制开关管通断的脉冲频率随负载变化达到使输 出电压恒定，即开关管的开关频率随负载和输入电压的变化而变化。 p w m 控制是固定开关周期，调节占空比来稳定输出；而p f m 是固定占空比，调节开关周期来稳定输 出。p f m 一个工作周期一般分为三个阶段：电感电流上升、电感电流下降、电感电流保持为o ，实现时分 为两种机制：第一种是电感电流上升和下降阶段的频率和占空比保持固定，当负载变轻时，电感电流为o 的“i d l e ”阶段时间变长，系统工作频率变小，反之变大。通过频率的调整来逐步稳定输出“6 。”1 。第二种机 制是“o n e s h o t ”控制，利用单稳态触发器代替振荡器，系统工作于非“i d l e ”周期时，单稳态触发器和电 流检测电路共同形成占空比信号控制开关管的导通关断。系统输出来控制何时进入“i d l e ”周期”1 。 图2 4 从概念上对p f m 调制方式进行了描述，转换器在轻载时仅仅在p f m 控制信号为a c t e 时才 工作。在控制信号为“i d l e ”期间，两个功率晶体管全部关断，整个电路处于电感电流为零的状态，在此 6 东南太学硕士学位论文 期间，输出滤波电容向负载提供电流。 当输出电压，的反馈电压小于基准电压r 时，电路进入p f m 控制的“a c n v e ”状态，电源不 断对电感进行充电使输出电压上升：当输出电压反馈大于基准电压r 时，电路进入p f m 控制的“i d l e ” 状态，输出电压开始下降，直至低于基准电压时再次进入“a c “v e ”状态。其中“a c d v e ”和“i d l e ”时 间的长短和负载大小及电源电压有关，也即实际等效开关频率是变化的。 p f m ! ! ! ! ：盯首砷型!盘 v r d v m 图2 4p f m 控制模式的阐述 图2 ，5 描述了降压转换器在p f m 控制方式下稳定状态的波形，解释如下：在开关管 和导通时间靠。 内，一些能量从电池传递给负载，其余的存储到电感中。在这个过程内，电感电流上升斜率为： 睾：盟掣 5 ) 疵三 、。 在开关管 导通时间的末尾，电感电流到达峰值屯= ，然后屿关断，整流管 磊开始导通，以与 地之间短路，存储在电感内的能量传递到滤波电容和负载上。在此期间，电感电流从厶降低到o ，斜率为： 拿： ( 2 - 6 ) 出上 。1 v ，( t ) ：1 p 入 入 l 。二步土| 二二二二竺兰= 二j 一边二 图2 5p f m 稳定状态的波形 在理想情况下，当电降到o 时，m ，关断，此时攻上升到圪，电感电流保持为o 。 7 第二章降压d c d c 转换器理论基础 在每个周期内，通过电感传送的电荷可以通过转换器一个周期内“捌波形下的面积来表示，其值为： 巴= 三一( + ) ( 2 7 ) 常见的p f m 控制模式，对开关管嗨的导通时间z k 进行控制。 厶的导通时间可以通过z k 来表示： l ：掣：孚 ( 2 - 8 ) o ，2 1 _ o 坤2 了一m l z 。b j 代入式( 2 7 ) ，有 = 半 包= 丢鼍半 ( 2 9 ) ( 2 - 1 0 ) 当传送的电荷与负载所消耗的电荷相等时，便可得到稳定的输出电压： 或= ，。- r ( 2 1 1 ) 这里： f = + + 瓦( 2 1 2 ) 是p f m 的周期，而这个周期是不固定的，与负载状况有关。 三、p w m 伊f m 混合控制模式 d c d c 转换器被广泛应用于各种使用电池的便携式电子系统中，而有时负载变化范围很大，其差别可 能在几个数量级，因此系统有相当一部分时间是处于空闲状态，这就需要系统不仅在重载情况下具有高效 率，而且在较大的负载范围内均具有高效率“1 。 p w m 控制中的导通损耗与负载成正比，而开关损耗与负载大小无关，故轻载时p w m 控制方式的转 换效率会降低。而轻载时p “1 d l e ”时间变长，工作频率变小，开关损耗变小，这样就提高了轻载效率。 但是由于p f m 方式是通过几个周期时间的改变才能完全响应负载的变化，而p w m 方式在每个周期都可以 通过改变占空比来响应负载的变化，因此，p f m 相比较p w m 有更大的开关噪声。 出于高效率和低噪声考虑时般都采用p w m 和p f m 结合的方式，重载时采用p w m 控制，轻载时采 用p f m 控制，两种控制根据负载的变换自动切换，切换开关可以通过控制电感电流的平均值或峰值来实 现，这样，将大大提高整个系统工作的输出效率。 本文研究的降压d c - d c 转换器负载范围比较大，因此在采用同步整流技术的同时，兼用p w m p f m 混台控制模式以提高系统在全负载范围内的转换效率。 2 1 3 电压模式和电流模式 按照控制电学参数的不同，d c _ d c 转换器的控制方法又可分为电压模式控制和电流模式控制”2 。 无论是电压模式控制还是电流模式控制，都有输出电压反馈和电压调节器，所不同的是电压模式控制系统 中仅有一个电压反馈控制环；而电流模式控制系统中，除电压反馈控制环外，还存在电流控制内环。 东南大学硕士学位论文 2 0 世纪7 0 年代末期开始出现了电流模式控制方式，其基本的思想是在输出电压闭环的控制系统中， 增加了直接或间接的电流反馈控制。电流模式控制方式有以下几个优点： a 、系统的稳定性增强，稳定域扩大。 b 、系统动态特性改善。这一点主要体现在对输入电压扰动的抵抗能力的提高。电源的输入电压中， 通常包含交流输入电压整流后的纹波，采用单独的电压环控制时，由于电压环的响应速度慢，低频的纹波 很难消除干净，致使输出电压中包含输入电压的低频纹波成分。面采用电流模式控制后，输出电压中由输 入电压引入的低频纹波被完全消除。 c 、具有快速限制电流的能力。由于有了电流控制环，通过对电流给定信号的限幅，可以很容易地限 制电路中的电流，从而有效的降低开关器件和变压器、电感等元件受到的电流冲击，这对很容易因过电流 而损坏的高频电力电子器件十分有益。 电压模式d c _ d c 转换器的结构比较简单，它把输出电压反馈到误差放大器的反相端，与基准电压相 比较，产生的控制电压再与振荡器产生的三角波进行比较，最终产生占空比可变的方波来控制开关管和整 流管的导通祁截止，通过这样的负反馈，可以得到稳定的输出电压。 电流模式d c - d c 转换器的结构比较复杂，它把输出电压反馈到误差放大器的反相端，与基准电压相 比较，产生的控制电压和电流反馈信号相叠加，再与振荡器产生的三角波进行比较，最终产生占空比可变 的方波来控制开关管和整流管的导通和截止。整个系统实际上有两个控制环路，一个是电压环路，另一个 是电流环路，结构虽然复杂但是性能更好，因此，电流模式d c d c 转换器逐渐开始成为主流产品。 本文研究的基于同步整流技术的降压d c d c 转换器采用电流模式。 2 2 降压d c d c 转换器结构及其稳态分析 本文重点研究降压d c d c 转换器的工作原理及其效率的提高，因此对b o o s t 、h l v e r t i n g 和c u k 等三种 d c d c 转换器在此不多赘述，而只介绍降压d c d c 转换器的结构、工作原理及其稳态分析。 2 2 1 降压d c - d c 转换器结构及其工作原理 降压d c d c 转换器( o 瞄) 电路如图2 6 所示，为输入电源，通常为电池或电池组，肘。是开 关管，m ，是同步整流管，它们的开启和关断受整流驱动电路输出的脉冲信号控制。基本的工作原理如下： 开关管和整流管 厶的栅由调制器控制，以一定的频率工和占空比d 交替导通，这样，将在开关管 厶 和整流管 矗的公共端以，产生占空比为d ，周期为正= ，优的方波，稳态下典型的以的波形如图2 7 所示。第二级组成低通滤波器仁和c 工) 只通过期望的直流量，而交流量则大大降低。理想情况下，输出 电压的值由输入电压和占空比给定。 9 第二章降压d c d c 转换器理论基础 v 图2 6 降压d c d c 转换器 m p v ：f 厂 ”一l - 一 一一竺n 一一- l 一- | 一v 。回c ) _ v o oj塑l 。+ 。 d t s( 1 - d ) t s 图2 7 降压电路k 波形 具体公式推导如下，由图2 7 可以得到： 憎c ) 2 半以。 即 圪= d 其中d 为占空比且有d 1 。这就是降压结构输出电压和输入电压之间的关系。 2 2 2 降压d c d c 转换器的稳态分析 ( 2 - 1 3 ) ( 2 - 1 4 ) 根据电感电流的连续性状态，d c d c 转换器可分为c c m ( c o n t l i i l i a i o n d u c t i o n m o d e ) 和 d c m ( d i s c o n t m u a l 一c o n d u c t i o n m o d e ) 工作模式，工作于何种模式取决于输入电压、输出电压、输出电流、 滤波电感等参数。通常前三者由设计指标决定，只有电感值的大小用以设定所需的工作模式。6 。”“- 。 这里主要研究降压d c d c 转换器稳态工作时的工作波形及其主要关系式。对电感电流连续模式( c c m ) 和电感电流不连续模式( d c m ) 作了简单的探讨，最终得出保持系统工作在电流连续模式的条件”。 为简便计，作如下假定： ( 1 ) m o s 管为理想开关元件。即导通时压降为零，截止时漏电流为零： ( 2 ) 电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零。电容的等效串联电阻也 为零； ( 3 ) 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到可以忽略。 o 东南大学硕士学位论文 设开关管的开关频率为上，则开关工作周期为正= 柝，一周期内，开关管导通的时间为，关断的 时间为锄定义占空比d 如下： d = 鲁 ( 2 - 1 5 ) j 此处设开关管 厶的导通占空比为d ，整流管 磊的导通占空比为三k 。 一、c c m 模式 当电感工较大、负载电阻较小、开关周期疋较小时，电感电流表现为不断的上升下降的锯齿波，这 种工作状态称为c c m 工作模式，此模式下有d ，+ 皿= l ，其工作波形见圈2 8 ( a ) 所示。 计le 口，。 v nl 二 二 。 v 、j e 王三垒：= 目：= = ：巍 1 l1 ：乒= 芊= = ：羔、= = = j ：= = = i = = = = 、h 气= = - _ i _ - i 。 l - - - l - - - - - - - - - - - - - - - _ - - - - - - - - - _ _ - - 一t ， 。 i m p 留臼+ z m n l ；f 斗亡。 l d j t st 5 f a ) c c m 模式 l f 习二= - 州1 白；口乙 v 。e 主：兰：壬二兰刍二二：巳二x 。 z 。k ! 全二：壶坌二：= ：。 凶! i 么! 。 1 mb i 慕i ! ! l 1 。 ( d 1 十d 2 ) t s 。 图2 8降压d c d c 转换器的工作波形 当m o s 管导通时，电感电流线性上升r 司以算得上升斜翠”，如f m ：互 设该段时间内电感电流上升的增量为4 丘m t 则 = 了毕= 半砸 又当m o s 管截止时，电感电流线性下降的斜率m ：如下 m ：堡 设在m o s 管截止时段内，电感电流线性下降的电流增量为4 丘扫“，则 峨刖= j 争= 孚( 1 d 1 ) i 凸z - 厶 稳态时，两电流变化量相等，令式( 2 1 7 ) 、( 2 1 9 ) 右边相等，可得 ( 2 - 1 6 ) ( 2 一1 7 ) f 2 1 8 1 ( 2 1 9 ) 第二章降压d c - d c 转换器理论基础 圪= d 1 屹 ( 2 2 0 ) 得到与式( 2 1 4 ) 相同的结论：输出电压圪随开关管 磊的占空比d ，而变化。亦即系统稳态时的电压增 益如下 拈毒 z ， 二、d c m 模式 当电感上较小、负载电阻较大、开关周期正较大时，将会出现电感电流已经下降到零，新的周期尚未 开始的状态，此时电感电流维持为o ，直到下一周期开始。此时一个周期根据电感电流状态，可分为电感 电流上升、下降、维持为o 三个阶段，这种工作状态称为d c m 工作模式，此模式下有d ，+ d ， 1 ，其工作 波形见图2 8 ( b ) 所示。图中电感电流上升阶段与下降阶段的电流增量绝对值相等，有 ! 二兽d 1 t ：孚d 2 i ( 2 _ 2 2 ) 工 工5 、。 输出电压与输入电压之间的基本关系式如下 圪= 矗 由于d ，+ d ? ，所以在d c m 状态下，开关电源的电压增益高于c c m 状态下的电压增益。 三、临界状态 对比2 _ 8 图( a ) 和图( b ) ，可发现她与厶相对值的大小不同划分两种工作状态，并且在两种状态间存在 一个临界状态，三个状态的特点分别为： c c m 状态：昙t l ( 2 2 6 ) 由式( 2 ，1 9 ) 和式( 2 2 5 ) ，可得在临界状态有 矗d 2 i = 熹= l ( 2 _ z ) 2 上 3 r ， ”7 上式中吼是负载电阻值。满足式( 2 2 7 ) 的电感值称为临界电感，以工c 表示，则 k = 挚i = 圭等 变形，易得计算临界电感值常用的表达式 k = 圭岳m - d 1 ) 口：， 堡更查堂堡圭兰堡丝苎 对式( 2 2 9 ) 讨论，可得：当k 和d 。、正值固定时，若也值增大，系统由c c m 状态向d c m 状态转换 而当凡、d 2 和值固定时，若工 工c ，则系统由c c m 状态向d c m 状态转换；当上增大时，l c 值降低。 2 3d c d c 转换器的功率损耗源 d c d c 转换器的拓扑结构多种多样，但其功率损耗源都包括导通损耗、驱动损耗、分布电感开关损耗、 和功率管的开关时序有关的损耗以及控制电路损耗。本节对这些功率损耗源和引起损耗的因索进行了分析 和归纳总结。 图2 9 是考虑了各种寄生效应后的降压转换器结构图，寄生效应主要包括所有的串联电阻，寄生电容 e ，分布电感厶以及功率晶体管的体二极管。下面所述的是一些主要的功率耗散源，由于这些耗散源的 存在导致转换效率小于1 l ! 】| 。 图2 9 包括寄生效应的降压转换器的结构图 一、导通损耗 电流流过非理想的功率晶体管和滤波元件以及互连线将会产生导通损耗只。m 。： 只。“。= f 二月( 2 3 0 ) ，是通过每个元件的均方根电流，r 是每个元件的等效电阻。 在p w m 工作模式下，均方根电流既包括直流部分又包括交流部分： f 二；= f 二( c ) + f 二，( d c ) ( 2 - 3 1 ) 其中 f 二c ) = d ，； ( 2 3 2 ) r 纛，= 。；( 等) 。 ( 2 - ，) 这里口9 s ，是通过电感电流的占空比，厶是直流负载电流，4 厶是电感的峰峰值纹波电流。 直流导通损耗是随着负载电流的降低而降低的，交流导通损耗是固定值，它在轻载时会显著的降低转 换截率。 第二章降压d c d c 转换器理论基础 二、驱动损耗 每个时钟周期内功率晶体管栅压的升高和下降将会产生一个平均损耗： 珞= e g 工 ( 2 - 3 4 ) 最与每个周期内功率晶体管从开状态到关状态再到开状态中栅电容所传输的能量成比例，同时也包括 了驱动电路的功耗。驱动损耗是与负载电流无关的，也会导致轻载时转换效率的降低。 三、分布电感开关损耗 在由输入去耦电容c ；和功率晶体管形成的环路中，由于分布电感的存在会导致能量损耗( 直图2 1 0 所 示) 。 1 h - - - - _ ( a ) 勺f _ 、f i ( t ) 孓步 i l s ( t ) 门r e l 。= 0e l 。= 1 2 l i i 【l a 。2 e l s 2 1 2 l s i m i n 2e l s ： 图2 1 0 由分布电感形成的能量损失 在这里假设屿和坛为理想的开关，将l 简化为一个电流为z 例= 荆的电流源。当开关埤闭合的时刻， 使得厶从也= 0 充电到垃产厶。当开关晶体管 靠关断而m ，闭合的时刻，它使得厶从屯。= 厶。放电放到i 上，= o 。 平均的功率耗散等于； 屹“去上s ( ：。+ 怎) ( 2 3 5 ) 这个损失一定程度上和负载电流有关，这是因为： ，。：l 一掣 ( 2 3 6 ) 以及 ，一。+ 掣 ( 2 3 7 ) 分布电感如的值与封装以及芯片版图有关，可以通过减小这个关键电流环路的面积来减小分布电感 岛的值，从而减少分布电感开关损耗。在一般的设计中： 1 棚 k 矗一叫幽一 东南大学硕士学位论文 由于该方法假设攻的转换随时间是线性关系，在k 向的转换过程中，在l 2 死区时间时，攻等于 力，考虑到环路的其他电路引起延迟，因此它在1 ，2 死区时间时计算误差，而非在z v s 条件完全达到时， 这在一定程度上提高了校正精度。但它假设k 的转换是线性的却并不精确，而且这种方法实现较为复杂， 需要延迟锁相环、电荷泵、采样保持、运放等电路，这些电路增加了电路的功耗，此外，振荡器产生的时 钟不可避免会有时钟噪声，在控制时将引起时钟抖动，这些抖动可能会引起死区时间控制电路的误动作， 引起死区时间过短或过长。 二、高频时钟死区时间控制 高频对钟死区时间控制电路比较简单，采用两个反馈环来实现p w m 控制和z v s 控制。两管的开启都 精确受z v s 条件的控制。但功率开关管和整流管的关断不是直接受p w m 信号的控制，而是与时钟同步， 因此当p w m 信号给出关掉要求时，需等待时钟上升沿才能关掉，从而导致额外的损耗，所以，需要采用 高频时钟信号。采用高频时钟，虽然带来寄生电容充放电的开关损耗，但避免了采用复杂的死区时间控制 逻辑”0 。，比起自适应死区时间控制，它的电路形式要简单，只需比较器、d 触发器、r s 触发器、多路选 择器等即可实现，重载下的高频时钟死区时间控制电路见图2 1 5 所示。 图2 1 5 重载下高频时钟死区时间控制电路 j _ 一s w j t c h u 。_ r 。“1 脑 这种方法是利用高频时钟来控制关断，利用z v s 条件，= 1 来控制导通的。开关管和整流管都是由d 触发器控制的，两个d 触发器的时钟接有2 1m u xf m u l m e x e r ) ，由v n 来控制m u x ，v n = 0 时m u x 的 s 。端有效，v n = 1 时s 2 端有效，设初始时v n = 1 ，此时s 2 有效，工作过程为； 1 在时钟的上升沿d f f 2 将h m = 1 控制信号传输到v n ，整流管保持导通；而m u x l 中的s 2 = o ， 故d f f l 处于保持状态，v p = 1 。 2 当m 变为o 时，在下一个时钟上升沿，v n = 0 ，整流管关断，同时s 1 端有效，在下一个时钟上 升沿，v p = 0 ，开关管导通，此时，死区时间t l 等于一个高频时钟周期。 3 当口m 变为1 时，在下一个时钟上升沿，v p = l ，开关管关断，此时仍然s 1 端有效，v n = o ，当 j = 1 时，与门输出高电平，m u x 2 的s l 端为高电平，此时n 尸1 信号通过d f f 2 输出v n = 1 ，整流管 导通，同时m u x 的s 2 端有效，时序如图2 1 6 所示。此时，死区时间t 2 等于高频时钟周期的倍数。 第二章降压d c d c 转换器理论基础 设初始时o u n l 21 ，此时s 2 有效 c l kr 1r 几几门n 几几nnn 几几广 v n 卜- 二! ! 产- 一 呻t 1 + - v p - _ 厂一 v p w m 广 - - j 一 v 口广 厂一 图2 1 6 重载下高频时钟死区时间控制的时序图 三、交错延时死区时间控制 交错延对死区对闭控制是通过整流驱动电路中反摺器链的延对来实现死区对阅控制。对驱动信号，可 咀通过电路设计，先关断开关管，再通过一定的延时开启整流管；或者先关断整流管再通过定的延时 再开启开关管，如图2 1 7 所示。开关管 厶和整流管 矗导通示意图如2 1 8 所示。 在电路设计中，可以通过计算估算出整流管的寄生电容大小，再根据负载电流算出寄生电容的放 电时间，只要反相器链的延时时间等于寄生电容的放电时问，就不会产生整流管体二极管导运损耗或开关 电容损耗，从而实现高效率的转换。 旦设定好反相器链的延时时间，如果负载电流发生变化，寄生电容的放电时间就会跟着改变。负载 电流变大，寄生电容很快放完电，此时整流管 磊还没有导通。整流管体二极管在电感作用下会导通，产 生导通损耗；负载电流变小，寄生电