（微电子学与固体电子学专业论文）低压低温漂cmos基准电压源的设计.pdf

d e s i g no fl o w - v o l t a g el o w t e m p e 脚u r e d i u f tc m osv o l t a g e r e f e r e n c e at h e s i ss u b m i t t e dt o s o u t h e a s tu n i v e r s i t y f o rt h ea c a d e m i cd e g r e eo fm a s t e ro fe n g i n e e r i n g b y l iy o n g - j i a s u p e r v i s e db y p r o f e s s o rl us h e n g l i s c h o o lo fe l e c t r o n i cs c i e n c ea n de n g i n e e r i n g s o u t h e a s tu n i v e r s i t y m a r c h2 0 1 0 7 -8ml6眦，iiiily 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知， 除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究蚴：鹰函垦嗍群仝：笸士 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印件和电子文 档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除 在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括以电子信息形式刊登) 论文的全部 内容或中、英文摘要等部分内容。论文的公布( 包括以电子信息形式刊登) 授权东南大学研究生院办理。 期： 摘要 摘要 基准电压源被广泛使用在模拟、数字和数模混合信号的系统中，它为整个系统提供精准的参考 电压，其性能至关重要。随着集成电路工艺尺寸的进一步减小和消费类电子产品的普及，实现基准 电压源在低电源电压环境下的低温漂工作尤其重要。 本文分别基于c s m c 0 5 9 m 亚微米工艺和s m i c 0 1 3 9 i n 深亚微米工艺，利用工作在亚阈值区 的m o s f e t 设计c m o s 基准电压源，在保证低压低温漂两个指标的前提下，兼顾其它相关指标。 本文首先概述了基准电压源的技术指标、温度补偿原理和降低其正常工作的电源电压的途径。其次， 提出了一种基于峰值电流镜的偏置电路，利用该电路分别设计了两款亚阈值型的c m o s 基准电压 源。其中，方案一利用不同电阻的组合来对m o s 管栅源电压随温度变化的高阶项进行补偿，但电 源电压不够低；方案二利用温度分段补偿电路来实现温度的高阶补偿，进一步降低了温漂系数和电 源电压。再次，分别基于c s m c 0 5 j x m 和s m i c 0 1 3 1 x m 标准c m o s 工艺，绘制了方案一和方案二 的版图并进行了流片。 经过对方案一和方案二的芯片测试，它们能够正常工作的最低的电源电压分别为1 6 v 和0 4 v 。 在电源电压分别从1 6 v 到5 v 和0 4 v 到1 4 5 v 的变化范围内，方案一和方案二c m o s 基准电压源 的输出电压分别变化了1 3 m v 和1 0 m v ；在温度从3 0 到8 0 c 的范围内，输出电压分别变化了6 m v 和3 m v 。测试结果不太理想，与仿真结果存在一定的差异，最后分析了出现差异的原因，并对下一 步工作进行了展望。 关键词：基准电压源，亚阈值，温度分段补偿，曲率补偿，电流模，电压模 a b s t 眦t a b s t r a c t v o l t a g er e f e r e n c ec i r c u i t sa r eu s e di n ah o s to fa n a l o g ，d i g i t a la n dm i x e d s i g n a ls y s t e m s ，p r o v i d i n g a c c u r a t er e f e r e n c ev o l t a g ef o re n t i r es y s t e m s t h ea c c u r a c yo ft h er e f e r e n c ev o l t a g ei sc r i t i c a l t oo b t a i n h i g hs y s t e mp e r f o r m a n c e w i t ht h ed e c r e a s eo fm o s f e ts i z ea n dd e v e l o p m e n t o fc o n s u m e re l e c t r o n i c ， a c h i e v i n gl o wt e m p e r a t u r ed r i f tv o l t a g er e f e r e n c ei nl o ws u p p l yv o l t a g ee n v i r o n m e n t i se s p e c i a l l yv i t a l t h ed i s c u s s i o no ft h i st h e s i si sb a s e do nc s m c - 0 5 ma n ds m i c - 0 1 3 i t ms t a n d a r dc m o st e c h n o l o g y b ya d o p t i n gs u b t h r e s h o l dt e c h n i q u e w ea r ea b l et od e s i g nc m o sv o l t a g er e f e r e n c ew i t h l o ws u p p l y v o l t a g e ，l o wt e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n t ( t c ) a n ds oo n t h et h e s i sf o c u so nf o l l o w i n ga s p e c t s ：f i r s t l y , t h e s p e c i f i c a t i o n s ，t e m p e r a t u r ec o m p e n s a t i o na n dt h ew a yo fl o w e r i n gs u p p l yv o l t a g eo fv o l t a g er e f e r e n c ea r e d e s c r i b e d s e c o n d l y , t w oc m o sv o l t a g er e f e r e n c e sb a s e do ns u b t h r e s h o l dt e c h n i q u ea r ed e s i g n e d t h e f i r s to n eu t i l i z e sat e m p e r a t u r e d e p e n d e n tr e s i s t o rr a t i of o rh i g h o r d e rc u r v a t u r ec o m p e n s a t i o n b u tt h e s u p p l yv o l t a g ei s n o tl o we n o u g h t h es e c o n dd e s i g ni sb a s e do nt h eb i a sc i r c u ro ft h ef i r s to n e ， a c c o m p l i s h i n gc u r v a t u r ec o r r e c t i o nb yi n t r o d u c i n ga v e r s a t i l ep i e c e w i s e l i n e a rc u r r e n t - m o d et e c h n i q u e t h e t ca n ds u p p l yv o l t a g ea r et h u sf u r t h e rl o w e r e d t h i r d l y , l a y o u to ft h ef i r s ta n ds e c o n dv o l t a g er e f e r e n c e s a r ed e s i g n e da n df a b r i c a t e di nc s m c - 0 5 9 ma n ds m i c 一0 13 9 m s t a n d a r dc m o st e c h n o l o g y , r e s p e c t i v e l y t h et e s tr e s u l t so ft h ef r i s ta n ds e c o n dv o l t a g er e f e r e n c ea r ep r e s e n t e d ，t h em i n i m u ms u p p l yv o l t a g e sa r e 1 6 va n do 4 v , r e s p e c t i v e l y t h e ya c h i e v e dt h er e f e r e n c ev o l t a g ev a r i a t i o no fl3 m va n dlo m vf o rs u p p l y v o l t a g er a n g i n gf r o m1 6 vt o5 va n df r o m0 4 vt o1 4 5 、r e s p e c t i v e l y , 6 m va n d3 m v f o rt e m p e r a t u r e v a r y i n gf r o m 3 0 t o8 0 r e s p e c t i v e l y t h e r ew e r es o m ed i s c r e p a n c yb e t w e e n s i m u l a t i o na n dt e s tr e s u l t s ， w ea n a l y z et h ed i s c r e p a n c ya n dd i s c u s st h ef u t u r ew o r k k e yw o r d s ：v o l t a g er e f e r e n c e ，s u b t h r e s h o l d ，p i e c e w i s e l i n e a rc o m p e n s a t i o n ，c u r v a t u r ec o r r e c t i o n ， c u r r e n t - m o d e ，v o l t a g e - m o d e i i a b s t t a c t 目录 摘要i a b s t r a c t 1 1 目录l i i 第一章绪论1 1 1 基准电压源的应用背景1 1 2 论文主要工作2 1 3 论文结构2 第二章基准电压源概述4 2 1 基本技术指标一4 2 2 温度补偿原理5 2 3 限制基准源低压工作的因素和解决办法1 1 2 4 本章小结1 3 第三章低压低温漂基准电压源的电路设计1 4 3 1 基于不同电阻的基准源方案1 4 3 2 温度分段补偿的基准源方案2 5 3 3 两种方案的对比与小结3 2 第四章版图设计及后仿真3 4 4 1 版图设计的基本考虑3 4 4 2 电路的版图设计3 8 4 3 后仿真结果及对比小结4 0 4 4 本章小结4 3 第五章测试结果及分析4 4 5 1 测试方案及测试系统4 4 5 2 测试内容4 5 5 3 测试结果及分析5 0 5 4 本章小结5 l 第六章总结与展望5 2 至l 谢5 3 参考文献5 4 硕士期间发表的论文5 8 它一般指的是在电路系统中被用作电压基准的具有较高精度和稳定性的参考电压源，为电路或系统 提供精确稳定的基准参考量。理想的基准电压源是一个与温度、电源电压以及负载等变化都无关的 量，它是电源系统中极为重要的一个组成部分。在电源管理系统中，无论是低压差线性稳压器( l d o ) 还是降压稳压器( d c d c ) 都需要精密而稳定的基准电压源，其性能直接影响了整个系统的性能。 基准电压源在低压差线性稳压器中的应用如图1 1 l lj 所示，一个低压差线性稳压器中至少包含了一个 基准核，以此为基础引入启动电路、误差放大器、传输模块、反馈模块、过流过压检测及保护回路 等，从而构造整个l d o 电路。在稳压过程中，未经任何预调节的直流电压源直接加到各个模块中， 而反馈模块将采样到的输出电压值或者电流值反馈给误差放大器，并与基准电压源进行比较，比较 结果决定了放大器的输出结果，从而通过改变传输模块电压降或者电流的大小来适应输出电压的变 化，达到使输出电压恒定不变的目的。从中可以看出，基准输出电压的稳定与否对整个l d o 对外界 环境变化的抗干扰能力起了决定性的作用。 图1 1 低压差线性稳压器结榭l 】 所以，一直以来在基准电压源的研究中，更多的是考虑其温度稳定性【2 h 1 0 j 、电源抑, j j e l l 、输出噪 声【1 2 】等性能。但是近年来，随着c m o s 半导体工艺制造技术的不断进步和特征尺寸的不断缩小，c m o s 数字和模拟集成电路设计技术得到空前发展，如何降低基准源的供电电压逐渐成为关注焦点。原因主要在 两个方耐1 3 】：一方面，自从集成电路诞生以来，i c 芯片的发展基本遵循了g o r d o ne m o o r e l 9 6 5 年预言的 摩尔定律，即随着工艺尺寸的不断减小，集成电路的工作电压越来越低，例如对于9 0 n m 工艺来讲，器件 能够承受的电压只有i v 左右，在这一背景下，这就迫使人们不断降低芯片的工作电压，基于硅的c m o s 东南大学硕士学位论文 工艺技术的各种低压低功耗的集成电路的设计和应用受到了人们的广泛关注；另方面，各种通信类电子 产品和消费类电子产品在人们的日常生活中普及程度越来越高，具有广泛的市场潜力和持续的增长动力， 随着这些便携电子产品的日益普及，为了提高它们的续航能力，使其在低电源电压下工作显得尤其重要， 特别是使用电池供电的便携产品如掌上电脑、手机、数码照相机和笔记本电脑等。解决这个难题的有效方 法之一降低集成电路的工作电压，以实现集成电路的低压低功耗工作。然而，相比较数字集成电路，工 艺尺寸和电源电压等参数的减小对模拟集成电路而言，是弊大于利，从带宽、信噪比、压摆率等方 面都可以进行解释。所以，近年来在低压低功耗的基准电压源4 1 【2 9 j 逐渐成为研究热点的同时，如何 在低电源电压下实现低温度漂移、高电源抑制比、低输出噪声甚至具有一定的带负载能力【3 0 1 1 3 2 j 等等 性能指标的基准电压源也引起了人们极大的研究兴趣。 从上面可以看出，不断降低基准源工作的电源电压并同时保证温漂、电源电压稳定性、功耗等 指标是基准源发展的必然趋势。目前，电源电压趋向于降低到0 9 v - 1 2 v 甚至更低的范围内，但是传 统经典结构下的带隙基准电路【3 3 1 1 3 4 j 却不能在小于1 2 v 的电源电压下工作。这是因为：1 ) 虽然电源 电压随着工艺尺寸的减小在不断降低，但是m o s 管的阈值电压降低的速率却较慢【2 4 l 。2 ) 传统带隙 基准电压源提供的输出电压的大小为硅材料的带隙电压1 2 v ，当电源电压低于1 2 v 时显然不能工 作f 1 8 j 。3 ) 基准源中用到的运放电路的输入共模电压的限制【l 引。因此，运用新方法设计出在低于l v 的电源电压下工作的基准电压源显得非常重要。同时，保证基准源在低压正常工作的前提下，使其 具有传统带隙基准电压源的低温漂系数也是很有意义的。本课题即以能在低压下稳定工作的，并且 具有较小温度漂移的基准电压源为对象展开研究。 1 2 论文主要工作 本课题的目标是设计一个适用于s o c 电源管理芯片中低压工作的基准电压源。在电源抑制比， 精度，功耗等满足设计要求的前提下重点优化其温度漂移指标。具体设计指标如下： 1 1 温度系数( t c ) 6 0 d b d c 4 ) 功耗( p o w e rd i s s i p a t i o n ) 4 v t ，可以将m l 和m 2 的漏电流表示为： j 旷心。嵋( 马。似p ( 堡掣血) l盯y 下 锄= 心。嵋( e x p ( 訾) i j 有 1 7 则应该使m o s 管m i 和m 2 ( 3 1 5 ) ( 3 1 6 ) ( 3 1 7 ) 东南大学硕士学位论文 副即m 积i心。吁- ( ) i 跏即1 “前2 如果忽略衬底偏置效应，那么v 廿m r = v 岫，m 3 和m 4 工作在饱和区， 和m 2 提供偏置电流，在静态偏置稳定后，有i d l - i d 3 ，i d 2 = i e m ，通过电阻 为 ，w 、 如= _ v g s 2 广- i g s i = 警。1 “署等j ( 3 2 0 ) o t 2 一 由上式可以看出，该电流实际上为p t a t 电流。如果电源电压v d d 出现波动，v d d 变为 v d d + v ，作为二极管连接的m 3 的栅( 漏) 压将跟随v d d 变化，所以v g s 3 视为不变，对 m 4 ( m 5 ) 来讲，v g s 4 ( v g s 5 ) 也视为不变，但v d s 4 ( v d s 5 ) 变为v d s 4 ( v d s 5 ) + a v ，考虑 沟道长度调制效应，i d 4 ( i d 5 ) 将增大，所以电流镜会出现复制误差。同理，当v d d 变为v d d v 时，i d 4 ( i d 5 ) 将减小。所以当电源电压v d d 出现波动时，复制出去的i p t a t 会随波动同向变 化。此外，m 1 的源漏极未接在一起，所以会受到衬偏效应的影响，m l 和m 2 的阈值电压将 会不相等，这个差会随着电阻r 上的压降增大而增大。 从上面的分析可以看出，这种倍增自偏置结构在电源电压波动时会产生电流复制误差， 本方案将使用另外一种p t a t 电流源电路峰值电流镜，下面引入峰值电流镜并对其工作 原理进行分析，并找出它优于倍增自偏置结构的地方。 、0 0 m s i p t a t 图3 5 峰值电流源电路 峰值电流镜的电路结构图如图3 5 ，它最初是由b j t 类型的电路发展而来【5 l 】【5 2 1 ，当m o s 管偏置在亚阈值区时，其电流电压关系与相应的b j t 电路完全相同。虽然可以将图3 5 的峰 值电流镜的输出通过m 5 复制出去作为c t a t 电流源电路的偏置，但是为了最大限度地降低 面积和功耗，结合本方案的c t a t 电流源电路，我们在峰值电流镜结构的基础上稍作改动， 将n m o s 管组成的峰值电流镜改为p m o s 管，加入m 3 为峰值电流镜输入管m 2 提供电流偏 置，整个偏置电路如图3 6 所示 1 8 由电路结构图可以得出，m l 和m 2 的栅源电压差有如下关系 2 一v s a i = i d 2 r l 将( 3 3 5 ) 代入( 3 - 3 4 ) 有 每埽- - i d 2 r i 当i d l 处于峰值时，上式对i d 2 求导等于零，得出如下关系： 即 力吩= i d 2 r i ，甩巧 幻22 盲 ( 3 2 4 ) ( 3 2 5 ) ( 3 2 6 ) ( 3 2 7 ) 从上式可以看出，i d 2 为p t a t 电流，i d l 亦然，只是1 d l 与i d 2 存在一个固定比值，这个 1 9 东南大学硕士学位论文 比值由m l 和m 2 宽长比来确定，即为： 嘞害普舞 2 8 ， 而对下面的m 3 和m 4 ，由于栅极接在同电阻上，即两者栅压相同，所以i d 3 和i d 4 是 一个线性关系，斜率由它们的宽长比决定，所以上下两对m o s 管的电流关系分别如图3 7 中m p 和m n 所示。一般来讲，是将电路的静态工作点偏置在略大于输出电流的峰值点处， 即两条线的交点在峰值点稍微右边，如图3 7 所示： 1 1 ( j 4 ) 图3 7 峰值电流镜输入输出电流关系 将静态工作点偏置在峰值点略靠右，这样输入输出电流呈现一个负反馈的关系，有利 于提高峰值电流镜的电源抑制比。同前面分析倍增自偏置电路一样，假设电源电压出现一个 + v 的扰动，m 2 的栅压将增大v ，在m 2 和r l 这条通路上，从m 2 漏端往上看的电阻大 于r l ，所以增加的v 只有一小部分会加在电阻r 1 上，剩余部分消耗在m 2 的沟道上，可 认为m l 的栅压跟随v d d 变化。对于m 2 和r l 通路上的i d 2 而言，会随着r 1 上的电压增大而 增大。对m l 来讲，由于其漏端电压不变，所以同倍增自偏置电路一样，i d l 会因为沟道长度 调制效应的作用而使电流有一个略微增大的趋势。但是由于我们将峰值电流镜偏置在峰值点 靠右的地方，所以当i d 2 随着电源电压v d d 增大而增大的时候，i d l 会因为电流的负反馈关系 而减小，这种减小的趋势会抵制沟道长度调制效应所引起的电流增大，反之亦然。 再回到倍增自偏置电路，它的输入输出电流有图3 8 的关系。由图可知，输入输出电 流始终是一个正反馈关系，只是由于电阻r 的存在引入了负反馈，使正反馈被减弱，最终 使环路稳定在工作点，即曲线与直线的交点。所以，当电源电压变化引起输入电流增大时， 输出电流也会增大，这个增大的趋势不但不会抑止沟道调制效应引起的电流增大，反而使产 生的p t a t 电流的精度更低，更易受到电源电压波动影响。 1 2 ( 1 4 ) 图3 8 倍增自偏置电路输入输出电流关系 2 0 厂 第三章低压低温漂基准电压源的设计 综上，对于方案二的p ”汀电流源电路而言，使用峰值电流镜有如下几个好处：1 ) 将 静态工作点偏置在峰值点略靠右，输入输出电流呈现负反馈关系，有利于提高电路对电源 电压波动的抑止能力；2 ) 三个m o s 管( m 1 m 3 ) 和一个电阻( r 1 ) 即完成了p t a t 电流源 电路，比倍增自偏置电路少了两个m o s 管，功耗将会更低，面积将会更小：3 ) 相比倍增 自偏置电路来讲，峰值电流镜结构不会受到衬底偏置效应的影响，结果更精确。 3 1 3 温度曲率补偿电路 通过前面两节的讨论，我们已经引入了c t a t 电流源电路和p t a t 电流源电路，它们能 够产生相对应的c t a t 项和p t a t 项，分别为： v c t a t = 击 2 9 ， 概一旷鲁去 尔即嘶龛等r 3 + r 4 ， m 6 m s 我们可以将输出电压v r e f 表示为： = ，。而r 3 + ( 玛+ 心) ，d 。 击峭务唾鼍 2 l ( 3 3 0 ) ( 3 3 1 ) ( 3 3 2 ) 东南大学硕士学位论文 其中栅源电压v g s 可以表示为吼 v g s ( t ) = + + 型学n 等( 一m 丢 ( 3 3 3 ) 其中丫是与工艺相关的一个参数，仅表征工作在亚阈值区的m o s 管的漏电流的温度特 性( i o f f ) = k t a ) 。从表达式中可以看出，第一项为常数，第二项为温度的一阶线性项，第三 项为指数项，一般情况下对工作在亚阈值区的m o s 管而言，第三项都是大于零的，这意味 着v g s 随温度变化的曲线是凹的，两端略往上翘，这就与b j t 管刚好相反，如图3 1 0 所示： v b e ( t )v 3 s ( t ) t 图3 1 0b j t 的v b e 与m o s 管的v g s 随温度变化的趋势 所以对完成一阶温度补偿的基准电压源来讲，如果是基于b j t 的带隙基准电压源，那 么输出曲线是向上凸的，而基于工作在亚阈值区m o s 管的c m o s 基准电压源，那么输出曲 线是向下凹的。所以对于基于工作在亚阈值区m o s 管的c m o s 基准电压源来讲，所需要的 高阶温度补偿项应该为一个随温度增加而增加，但是趋势略小于线性p t a t 项的非线性项。 对基于b j t 的带隙基准电压源则刚好相反，需要一个随温度增加而增加，但是趋势略大于 线性p t a t 项的非线性项。如下图所示： v ( v ( t ) t v r e f m 求和 v r e f o - ) 求和 t t 图3 1 1b j t 与m o s 高阶温度补偿项的区别 在本方案所使用的c s m c 0 5 9 mc m o s 标准工艺中，r l 和是高阻的硅栅电阻( 温度 系数为t c = 2 7 0 0 p p m c ) ，r 2 和r 3 为n 型扩散电阻( t c = 1 7 0 5 p p m 。c ) 。所以，对r j ( r 2 + r 3 ) 和r 4 r l 项而言，由于是同种材料制作而成的电阻，所以电阻本身的温度系数相互抵消，但 是r d r 。项中两种电阻材料不同，所以电阻本身的温度系数要考虑进来，所以输出表达式中 的第三项正好是图3 1 1 中的m o s 管所需要的非线性高阶温度补偿项。 第三章低压低温漂基准电压源的设计 由于基准电压源存在两个工作状态，所以加入启动电路是非常必要的，图3 1 中，m s l 和m s 2 组成一个倒相器，如果电路工作在不希望出现的零状态，那么电阻r 2 3 上的电压将会 比一个n m o s 管的阈值电压低，所以m s 2 截止，m s l 导通并工作在三极管区，将m s 3 的栅 压上拉到v d d 。m s 3 因此导通并将电流镜m 6 和m 7 的栅压下拉，这会从电流镜中抽出电流， 经过一小段时间后电路会进入正常工作状态。 3 1 4 前仿真结果小结 基于c s m c 的0 5 9 m 标准c m o s 工艺在c a d e n c e s p e c t r e 中进行前仿真，下面分别给出 方案一的c m o s 基准电压源的温度特性，电源电压稳定性，电源抑制比特性和功耗。 温度特性的仿真基于“t t ”工艺角，电源电压为2 v ，温度在3 0 一1 0 0 的范围内线性变 化时，输出电压随温度的变化曲线，如图3 1 2 所示。在仿真的温度范围内，输出电压大小 为2 4 6 2 m v ，随温度变化的波动约为l m v 。如前面理论分析所预测，输出曲线为开口向上， 由基准电压源输出电压的温度系数公式( 3 4 5 ) 可得温度系数为： 1 71 ， t c = rref(max)-rr e f ( m i n ) 3 1 p p m 。c( 3 3 4 ) 胛c l ( 正一五) 一一 主 害 t e m p c c ) 图3 1 2 输出电压温度特性曲线 电源电压稳定性的仿真是在温度为2 7 ，电源电压在o v 5 v 的范围内线性变化的情 况下，c m o s 基准电压源的输出电压随电源电压的变化，如图3 1 3 所示。 3 0 0 雪2 0 0 o 宙 步1 0 0 o i ：o u t 0 02 04 06 0 v d d m 图3 1 3 输出电压随电源电压变化的特性曲线 从仿真结果可见，电源电压由1 2 v 逐渐升高时，输出电压开始与电源电压呈线性变化， 在电源电压大于1 3 v 时，输出电压达到稳定。在电源电压1 3 v 一5 v 的范围内，前仿真的 输出电压由2 4 7 4 m v 变化到2 4 6 2 m v ，线性调整率可由下式计算： 东南大学硕士学位论文 三加pr e 肠f 砌= f a v r e f = 2 4 7 4 - 2 4 6 2 = 0 3 聊y y (335)513 。 一 u 。“ 电源抑制频率特性的仿真是在原电源电压上叠加一个交流小信号，然后在频率为l h z i g h z 进行扫描，得到的c m o s 基准电压源的输出电压v r e f 对频率的响应。需要注意的是， 我们在前仿真时并未在输出加入高频滤波电容。这里我们将电源电压v d d 从1 4 v 变化到5 v ， 取0 4 v 为步长扫描在不同的电源电压下基准电压源的输出电压的p s r r 特性，结果如图3 1 4 所示。 从仿真曲线可知，带隙基准电压源的输出电压p s r r 的总趋势是随频率的增高而下降， 不同电源电压下，输出电压对电源噪声的抑制能力不同。在仿真时针对电源电压为2 v 左右 进行优化仿真的，所以前仿真的曲线在低频段的p s r r 最好的为工作在2 2 v 电源电压下的 8 4 d b ，最差为工作在5 v 电源电压下的5 9 d b 。高频段由于缺少滤波电容，所以p s r r 接近 0 d b ，滤波电容将在版图设计时，利用模块之间的空余地方进行摆放。 0 0 - 1 0 2 0 3 0 兽4 0 复瑚 山 娟0 - 7 0 一8 0 - 9 0 ll o o l o k 1 ml m f r e q u m c yc i i z ) 图3 1 4 输出电压在不同v d d 下的电源抑制比特性曲线 图3 1 5 基准电压源总电流随温度和v d d 的变化 功耗也是衡量基准电压源性能的一个重要指标，图3 1 5 所示为方案一的基准电压源总 静态电流随温度和电源电压v d d 变化的情况。从c m o s 基准电压源的整个静态工作电流的 2 4 (i)芎h鲁q叁ci(ii_沈 第三章低压低温漂基准电压源的设计 仿真曲线可知，该电流随温度和电源电压的变化呈线性变化，随温度的升高而升高，随电源 电压的升高而升高。常温下的电流值为3 6 6 “a 。当温度从- 3 0 。c 变化到1 0 0 c 时，该电流从 3 6 l 衅增加到3 7 3 1 x a 。从曲线图还可以看出，静态电流对电源电压v d d 的变化不敏感，相 比之下，对温度的变化稍微敏感一些。 3 2 温度分段补偿的基准源方案 图3 1 6 所示为带分段补偿电路的亚阈值电流模基准电压源的电路图，它主要包括四部 分：由c s 、m s l m s 3 组成的启动电路，由c c 、r 2 、m 4 m 7 组成的c t a t 电流源电路，由r l 、 m l 和m 2 组成的p t a t 电流源电路，由m 8 一m 2 l 组成的温度分段补偿电路。其中，r 3 、m 2 2 和m 2 3 组成了基准电压源的输出电路。本节将重点分析c t a t 电流源电路、p w 汀电流源电 路、温度分段补偿电路以及启动电路的工作原理与电路性能，并给出电路关键参数的仿真结 果。 m o 魄 图3 1 6 带温度分段补偿电路的亚阈值电流模基准电压源 3 2 1 温度补偿电路 3 2 1 1 一阶温度补偿电路 v t m m m s ： 图3 1 7 完成一阶温度补偿的基准电压源 通过前面章节对偏置电路的讨论，我们已经引入了c t a t 电流源电路和p t a t 电流源电 路，实质上，完成一阶温度补偿的电路就是将两个温度系数相反的电流求和。首先，它们产 2 5 广一 东南大学硕士学位论文 生的电流分别为： 3 1 7 。 不o b r = 警 ( 3 3 6 ) 概一旷等 ( 3 3 7 ) 这两个电流可以通过m 2 2 和m 2 3 复制后在输出相加并在电阻r 3 上产生输出电压，如图 此时，电路已经完成了一阶温度补偿，我们可以将输出电压v r e f 表示为： 川扪喝= n f v t 等等争 ( 3 3 8 ) 调整m 2 2 和m 2 3 的宽长比，就可以得到完成一阶温度补偿的基准电压源，如图3 1 8 所 t e m p ，( c ) 图3 1 8 完成一阶温度补偿后输出电压v p e f 随温度变化情况 3 2 1 2 高阶温度补偿电路 显然，只完成一阶温度补偿的电路无法满足低温漂的要求，所以还应该加入高阶温度 补偿电路。通过第二章2 2 小节对高阶温度补偿的回顾，寻找一种适合本方案的简单而有效 的高阶温度补偿方法至关重要。由于本方案为电流模基准电压源，所以除了能产生p t a t 电 流和c t a t 电流之外，还能产生基准电流，所以，分段温度补偿电路使用在这里是最合适不 过的了。 分段温度补偿电路最早出现在【3 】，其将温度分段，在需要高阶温度补偿的温度范围内， 通过电流相减产生所需要的补偿电流，对输出电流的高阶非线性项进行纠正。所以该方法包 括两个重要的方面：温度分段和电流相减。利用这种把温度分段进行高阶补偿的思想，出现 了类似的利用p t a t 电流在电阻上产生p m 盯电压，再通过控制p m o s 和n m o s 管开启关 闭，在不同温度段进行分段补偿的电路【矧。而这种电流相减的思想，还应用于产生与电源 电压变化无关的基准电流源中m j 。 下面结合本方案电路，对分段温度补偿电路的原理进行阐述。图3 1 9 所示为分段温度 补偿的原理，本方案将整个温度区间分为三个部分：低温部分( t t i ) ；中温部分( t 1 t t 2 ) 高温部分( t 2 t ) 。在中温部分不进行高阶温度补偿；在低温部分利用已有的p m 垤电流与 输