（微电子学与固体电子学专业论文）直流降压开关电源芯片的研究与设计.pdf

j ：海大学硕士学位论文 摘要 目前数码照相机、数码摄像机、便携多媒体播放设备、智能手机、p d a 、m p 3 播放器以及便携d v d 播放器、g p s 系统等便携移动设备市场正在快速增长，大大 推动了用于这类产品的电源管理芯片的需求，开关电源凭借高效率和功能多样性得 到了飞速发展。基于这种隋况，本论文设计了一款直流降压开关电源芯片，该芯片 高度集中，仅需要电感、电容就能构成系统的供电网络，主要面向于电池供电的便 携移动设备。 论文首先简单介绍了开关电源的基本原理，根据芯片的设计指标构建了系统的 整体框架。系统采用新出现的同步整流技术来提高效率，采用峰值电流型脉宽调制 技术实现稳压输出。在详细分析了系统能耗的来源，定量地给出各个来源之间的权 重关系后，确定了同步整流中每个功率管的宽长比，完成系统级的设计。这种理论 可以广泛应用于同步整流技术的具体设计中。 控制电路的设计是芯片设计的重点。根据设计指标，仔细地设计了芯片内部模 块，包括：带隙基准电压源、误差放大器、比较器、振荡器、r s 触发器、电流检测 器等。其中设计的新型的电流检测器具有高精度，无损耗的优点，并且高度可移植。 设计的带隙基准电压源采用曲率补偿技术，迸一步改善基准的温度特性，并且让带 隙基准电压直接和芯片的输出电压相比较，省去输出电压的采样电阻网络，节省了 印刷电路板的空间和成本。 借助c a d e n c e 和h s p i e e + a v a n w a v e s 仿真工具，采用g s m c0 1 8 u r n1 8 v 3 3 v 1 p 6 mg e n e r i cp r o c e s s 工艺完成了仿真验证，仿真结果表明，该系统正常工作时，能 得到1 8 v 的稳定输出电压，效率达8 8 以上，最大输出电流为3 0 0 m a ，可以满足 各种便携移动设备的功率需求。 关键词：峰值电流控制模式，斜坡补偿，同步整流，电流检测，带隙基准。 v 上海大学硕上学位论文 a bs t r a c t i nt o d a y sc o n s u l i l e rm a r k e t , b a t t e r y 叼p e r a t e dp o r t a b l ee l e c t r o n i cd e v i c e ss u c ha s d 谚t a ic a m e r a , d i g 砌v i s i o nc e l l u l a rp h o n e s , p e r s o n a ld i g i t a la s s i s t a n t s ( p d a s ) ，a n do t h e r p a l m - s i z ed e v i c e sa r ei ng r e a td e m a n d , t h i sd r i v e st h eg r e a td e m a n d o f p o w e r m a n a g e m e n t i c s , s u c ha st h et l i 曲e f f i d e n tl o w - v o l t a g es w i t c h - m o d ed c - d c c o n v e r t e r s b a s e do n t h i ss i t u a t i o n , ad e s i g ns c h e m eo fb u c kc o n v e r t e ri sp r o p o s e di nt h i st h e s i s , t h ep r o p o s e d s c h e m eh i g h l yi n t e g r a t e d , o n l yn e e d sa r ti n d u c t o ra n da nc a p a c i t o rt oc o n s i s to f t h ep o w e r s u p p l y , a n d i ti sm a i n l yd e s i g n e df o r b a t t e r y - o p e r a t e dp o r t a b l ee l e c t r o n i cd e v i c e s f i r s t l y , t h ef u n d a m e n t a lp r i n c i p l eo f s w i t c h - m o d ed c - d cc o n v e r t e ri si n t r o d u c e d ； a c c o r d i n g t h es p e c i f i c a t i o nt h ea r c h i t e c t u r eo ft h ec h i pi ss e l e c t e d i tu s e st h es y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n ( s r ) t e c h n i q u et oi m p r o v et h ee f f i c i e n c y , a n du s e st h ep e a kc u r r e n tc o n t r o l m o d ep i u l s ew i d t hm o d u l a t i o nt os t a b i l i z et h eo u t p u tv o l t a g e a f t e ra n a l y s i st h ep o w e r d i s s i p a t i o nc a r e f i a l l y , t h ep r o p o r t i o no f e a c ho n ei sg e t , a n dt h ea s p e c tr a t i o so ft h ep o w e r t r a n s i s t o r si sm a k eo u t , f i n i s h i n gt h es y s t e md e s i g no f t h ec h i p , a n dt h ea p p r o a c ho f a n a l y s i s t h es r t e c h n i q u ec a nb eu s e df o ro t h e r s i m i l a rc h i p s t h ec o n t r o lc i r c u i td e s i g ni st h ee m p h a s i so f 船w h o l ec h i p a c c o r d i n gt h ed e s i g n s p e c i f i c a t i o no ft h ec h i p ；t h eb a s i cm o d u l e sa r ed e s i g n e dc a r e f u l l y , i n c l u d i n gb a n d g a p v o l t a g er e f e r e n c e , e r r o ra m p l i f i e r , a ：n n p a r a t o r , o s c i l l a t o r , r sf l i p - f l o p ，c u r r e n ts e n s i n g c i r c u i ta n ds oo n t h ec a i r r e n ts e n s i n gc i r c u i th a sh i 曲s e n s i n ga ( 狈a c y 锄dl o s s l e s sf e a t u r e , a n dc a nb ef l e r d b l yr e g u l a t e df o rt r a n s p l a n t a t i o n i nt h ed e s i g no f b a n d g a pv o l t a g er e f e r e n c e , c u r v a t u r e0 0 咖p 剃o ni su s e d , f i r t h e ri m p r o v e st h et e m p e r a t u r ec h a r a c t e r i s t i c s ，a n dt h e o u t p u tv o l t a g ec o m p a r e sw i t ht h eo u t p u tv o l t a g eo ft h ec h i pd i r e c t l y , g e t s 耐o fm e s a m p l i n gn e t w o r ko ft h eo u t p u tv o l t a g e , e c o n o m i z es p a c ea n dc o s to nt h ep r i n t e dc i r c u i t b o a r d f i n a l l y , a l lt h em o d u l e sa n dt h ew h o l es y s t e mh a v eb e e ns i m u l a t e db y t h et o o l so f c a d e n c ea n dh s p i c e + a v a n w a v e s ，t h ed e v i c em o d e li st h eg s m co 18 t a n1 8 v 3 3 v1p 6 m v i 上海大学硕j 二学位论文 g e n e r i cp r o c e s ss p i c em o d e l s i m u l a t i o nr e s u l ts h o w st h a tt h eo u t p u tv o l t a g eo f t h ec h i pi s 1 8 v s t e a d i l yw h e nt h ec h i pi sw o r k i n gp r o p e r l y , a n dt h ee f f i c i e n c yc a l lb em o r et h a n8 8 t h ef u l ll o a do u t p u tc u r r e n ti s3 0 0 m a , c a nm e e tt h ep o r t a b l ee l e c t r o n i cd e v i c e s d e m a n df o r p o w e rs u p p l y , k e y w o r d s ：p 址c l 鳓to ：m t r o lm o d e , r a m p 。c 咖p i 孤鞠d 吗s y n c h a n a o u sr e c t i f i c a t i o n , c u r r e n ts e n s i n g , b a n d g a pv o l t a g er e f e r e n c e v i i 原创性声明 本人声明：所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工 作。除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人 已发表或撰写过的研究成果。参与同一工作的其他同志对本研究所 做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名：牡日期：塑型g 本论文使用授权说明 本人完全了解上海大学有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留论文及送交论文复印件，允许论文被查阅和借阅；学 校可以公布论文的全部或部分内容。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名：牲导师签名：_ 壁! 生日期：趔 i i 上海大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 电源管理的发展概况 虽然数字信号处理算法的能力日益强大，且集成电路技术的进步又使得这些算 法可以在硅片上紧凑有效地实现，但是模拟电路永远有无法替代的作用，电源管理 芯片就是模拟集成电路一个重要的领域。不同的电子设备对电源的要求是不同的， 这些不同的要求包括对电源参数如效率、电压、电流能力、噪声、纹波等的要求， 以及对电源体积、形状、可靠性、干扰等的要求。对参数的不同要求，我们可以通 过对供电线路的电能进行变换来达到，这些变换都可以通过电源管理芯片来实现。 根据不同的工作原理，可以将电源分成开关电源、电荷泵电源以及线性电源三 大类。其中，开关电源由丰回路与控制电路两大部分组成，主电路将能量传递给负 载，控制电路则按照输入输出条件控制主电路的工作状态，让输出达到预期的电压 或者电流值。电荷泵电源是利用电容作为储能元件的一种特殊的开关电源，其内部 通过控制开关管阵列来控制电容的充放电，实现电压转化；线性稳压电源是一种连 续的控制电路，内部功率管始终工作在线性状态。 近几年来，电源管理直是半导体领域热点市场之一，其增长也高于半导体整 体市场发展速度，以2 0 0 2 2 0 0 6 年为例，中国电源管理i c 复合增长率就高达3 0 1 。 在应用领域方面，未来5 年中国汽车电子类电源管理芯片市场将是发展最快的领域。 随着中国汽车产量的扩大、汽车电源管理芯片产品的不断升级以及应用比重不断增 加，2 0 0 7 2 0 1 1 年中国汽车电子类电源管理芯片市场复合增长率将超过2 8 。其次， 网络通信领域电源管理芯片市场在3 g 、p t v 和各种网络应用的带动下未来5 年复 合增长率也将超过2 5 。不过随着下游整机制造业的饱和，中国消费电子类电源管 理芯片市场增长率将低于其它各个领域，但是数码消费产品由于其产量依然保持较 快的增长速度及其更新换代的周期较短，这部分电源管理芯片市场将依然保持快速 的发展势兴1 1 。便携应用的电源管理芯片市场将保持相对较快的速度，未来几年该 上海大学硕士学位论文 领域市场的增长率仍将保持在2 0 以_ 1 2 1 2 l 。 1 2 选题的背景与意义 目前数码照相机、数码摄像机、便携多媒体播放设备、智能手机、p d a 、m p 3 播放器以及便携d v d 播放器、g p s 系统等便携移动设备市场正在快速增长。同时， 这些设备与日俱增的音频、视频、图片容量乃至无线设备的覆盖范围等都对设备本 身的供电能力提出了更高的要求。随着便携产品与日俱增的新功能，对电源管理芯 片形成了大量新的需求。便携产品大多使用电池驱动，所以高效率、低损耗的电源 转换与管理就显得相当重要。除此之外，降低睡眠状态电流也非常重要，因为便携 产品大多数情况下处于待机状态，如能在轻载时提高效率，便能延长电池寿命，更 能发挥节电功能。线性l d o 稳压器是最简单的电源管理方案，但只能将输入电压 转换到更低的电压。它最显著的缺点是热量管理，因为它的转换效率接近于输出电 压与输入电压的比值。开关d c d c 变换器可避开线性稳压器的效率缺点。通过使 用低阻抗开关和磁存储组件，显著减少转换过程的功率损耗。在电压转换方面， d c - d c 变换器能够实现降压、升压、升降压等功能。非常高的开关频率还可以减小 外部电感和电容的尺寸。因此，开关电源变换器在便携产品中得n - f 广泛应用【2 】。 本论文的主要工作就是设计一款直流降压开关电源芯片，输入电压范围 2 4 5 v 4 5 v ，可用常见的锂离子电池或者三节可充电镍氢电池供电，输出电压 1 8 v ，加以简单的外围电路就可以构成完整的开关电源，特别适用于便携产品，最 大输出电流3 0 0 m a ，能很好的满足便携产品的功率需求。 1 3 本文的主要工作及创新点 本文设计了一款直流降压开关电源管理芯片，该芯片采用同步整流技术，高度 集中，仅需要片外电感、电容就能构成系统的供电网络，具有较宽的输入电压范围 和恒定的输出电压，效率高达8 8 以上，最大输出电流3 0 0 m a ，足以满足便携产 品的功率要求。本文的主要工作及创新点表现在以下几个方面： 2 ：海大学硕士学位论文 1 ) 深入分析b u c k 变换器的工作原理，比较各种调制方式和反馈模式的优缺点 和适用的场合，构建系统架构。之后再分析所构建的系统的稳定性，分析不稳定的 根源，确定适当的补偿措施； 2 ) 详细分析系统能耗的来源，定量地给出各个来源之间的权重关系后，确定同 步整流中每个功率管的宽长比，完成系统级的设计；分析系统能耗来源的过程中， 先从理论上得出寄生电容与晶体管宽度成正比的结论，然后根据不同的工作环境构 造相应的l c 振荡器测出电容与宽度的比例系数，轻松得出寄生电容的值，避免通 过复杂的寄生电容公式来估计电容值，这是本论文的创新点之一。 3 ) 通过手动分析计算完成芯片控制部分各个功能模块的设计，然后再用软件仿 真验证，确保各个模块满足系统的要求，包括带隙基准电压源、误差放大器、比较 器、振荡器、r s 触发器、电流检测器等。其中根据相同工作条件下流过p m o s 管 的电流跟宽长比成正比的特点设计的电流检测电路，具有高精度、无损耗、高度可 移植的特点；带隙基准电压源采用曲率补偿技术，进一步改善基准的温度特性，并 且让带隙基准电压直接和芯片的输出电压相比较，省去输出电压的采样电阻网络， 节省了印刷电路板的空间和成本；其中振荡器采用电流源对电容充放电，然后级联 比较器和单稳态触发器的方法来实现，较常见的振荡器电路而言，减少了参考电压 和比较器的使用个数，这个模块的设计也是本论文的创新点之一。 4 ) 运用c a d e n c e 署ih s p i c e + a v a n w a v e s 仿真软件，采用g s m c0 18 u r n1 8 v 3 3 v 1 p 6 mg e n e r i cp r o c e s s 工艺对整个芯片进行系统的仿真验证。分析了版图设计中需要 考虑的实际问题，完成了芯片中个别模块的版图设计。 1 4 本文的章节安排 本文共分为六章，具体章节安排如下： 第一章绪论。介绍电源管理芯片的概况，选题背景和意义，本论文设计中的主 要工作、创新点以及论文章节安排等。 第二章b u c k 工作原理介绍和构架的选择。阐述了b u c k 变换器工作原理、调制 方式和控制模式，并对峰值电流模式开关电源电路的稳定性做了简要分析。 3 上海大学硕士学位论文 第三章主回路的设计。采用新出现的同步整流技术来提高效率，详细分析系统 能耗的来源，定量地给出各个来源之间的权重关系后，确定同步整流中每个功率管 的宽长比，完成系统级的设计。 第四章控制电路的主要模块的设计。包括带隙基准电压源、误差放大器、比较 器、振荡器、r s 触发器、电流检测电路等；对这些模块的工作原理进行分析完成电 路级的设计，并给出仿真结果。 第五章系统仿真与版图设计。主回路和控制电路联合起来组成完整的芯片，对 其进行整体仿真，测量各项指标，并简要分析仿真测量的结果。最后对版图的设计 做了初步的考虑。 第六章总结与展望。总结本文所做的工作，并对课题的发展进行展望。 4 上海大学硕十学位论文 第二章b u c k 工作原理介绍和构架的选择 开关电源按照主电路拓扑结构可以分为四种：b u c k 变换器、b o o s t 变换器、b u c k - - b o o s t 变换器和c k l k 变换_ 器t 3 j f 4 j 。b u c k 变换器是降压变换器，b o o s t 变换器是升压 变换器，b u c k - b o o s t 变换器可实现升压和降压，其中b u c k - b o o s t 变换器和c u k 变换 器的输出电压与输入电压反向。本章首先介绍b u c k 变换器的工作原理，接着介绍 常见的调制方式、反馈模式，比较各自的优缺点，在此基础上为论文的芯片选择合 适的调制方式和反馈模式。 2 1b u c k 变换器工作原理 b u c k 变换器是d c - d c 变换器中最简单最基本的一种，其主电路拓扑结构如图 2 1 所示，由功率管m 1 、电感l 、电容c 、续流二极管d 组成，电阻r l 代表负载。 图2 1b u c k 变换器原理图 其工作过程为：当开关m 1 导通时，电源v 的电压加在电感l 、电容c 和负载 r l 上，电流变大，能量往电感、电容中储存，还有一部分消耗在电阻上，二极管d ( 经常用低正向压降的肖特基二极管) 由于负极接v i 反偏而截止，此时有v i = v o + v l 。当开关m 1 关断时，由于电感l 中电流不能突变，电流在由电感l 、负载r l 和二极管d 组成的回路中继续流动，储存着能量的电感l 和电容c 为负载r l 提供 能量。 按电感电流i 。在周期开始时是否从零开始，可分为连续工作状态和不连续工作 5 上海大学硕上学位论文 状态两种模列习。在周期开始时i l 不为零，则为连续工作状态；在周期开始时i l 为 零，则为不连续工作状态。在不连续工作模式下负载调整率和线性调整率都不如连 续工作模式的好，所以一般我们通过选择合适的电感和电容尽量让系统工作在连续 工作状态中。 2 2 调制方式选择 开关电源的调制方式有脉冲频率调制( p f m , p u l s ef r e q u e n c y m o d u l a t i o n ) 、脉冲 跨周期调制( p s m ，p u l s ec y c l es k i pm o d u l a t i o n ) 、脉冲宽度调制( p w m , p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ) 三种。p f m 方式中脉冲宽度恒定，通过调节开关频率改变占空比，实 现对电路的控制，称为定宽调频；p s m 方式中脉冲宽度匾定，频率也不变，通过选 择性地跳过某些工作周期调节电路；p w m 方式中开关频率恒定，通过调节脉冲宽 度来改变占空比，实现对电路的控制，称为定频调宽。下面就具体介绍每一种调制 方式。 2 2 1p f m 调制方式 p f m 调制方式是开关电源变换器中常用的调制方式，常与p w m 结合使用。通 过负载端反馈信号与基准信号进行比较，输出误差信号对工作频率进行调节，然后 输出一个叵宽变频的方波信号对功率管进行控制，依据负载状况实时调节开关管的 导通，稳定电压的输出。其工作波形图如图2 - 2 所示。 v v 图2 - 2 p f m 工作原理图 6 上海大学硕十学位论文 p f m 调制方式具有以下优点：在负载较轻隋况下效率很高，工作频率低，频率 特性好，电压调整率高，适用于电压或电流控制模式。缺点：负载调整范围窄，滤 波成本高。 2 2 2p s m 调制方式 p s m 调制方式是开关电源变换器中一种新的控制方式，称为脉冲跨周期调制。 工作时系统将负载端反馈信号转换为数字电平，在脉冲上升沿检测该反馈信号电平， 从而决定是否在该时钟周期内工作，调节功率管的导通，稳定电压的输出。其工作 波形图如图2 - 3 树。 p s m 控制方式的优点：在负载较轻情况下效率很高，工作频率高，频率特性好， 功率管开关次数少，适用于小功率电源管理芯片。缺点：输出纹波大，输入电压调 整能力弱。 v e n c l o c k d l c l a x i d r a i n 2 2 3p w m 调制方式 图2 - 3p s m 工作原理图 p w m 调制方式是开关电源变换器最普遍最常见的调制方式。通过负载端反馈 信号与内部产生的锯齿波进行比较，然后输出一路匾定频率占空比变化的时钟控制 信号对功率管进行控制，并且依据负载状况实时调整开关管的导通时间，稳定输出 电压。其工作波形图如图2 一 所示。 7 上海大学硕上学位论文 p w i v i 调制方式的优点：在负载较重的j 隋况下效率较高，电压调整率高，线性 度高，输出纹波小，适用于电压或电流控制模式。缺点：轻负载时效率下降明显。 p v 泖v i 调制方式凭借自身的优点，在开关电源中得到了广泛的应用。 t 图2 _ 4 p w m 工作原理图 比较上面三种调制方式可知，每一种方式都有各自的优缺点，都有一定的适应 范围。本文采取p w i v i 调制方式。 2 3 控制模式选择 开关电源按控带0 模式可以分为电压控制模式和电流控制模式刀两种。 2 3 1 电压控制模式 图2 5 是电压控制模式的拓扑结构图，基本原理是：通过检测输出电压得到反 馈信号v 品，、k 与参考电压v k 盯比较放大得到误差信号v c ，v e 和锯齿波信号比 较产生一系列宽度受调制的时钟，这些时钟的宽度随误差信号v 的变化而变化。输 出时钟宽度决定了输出能量的大小。当负载消耗能量增大时，时钟宽度增大，当负 载消耗能量减小时，时钟宽度减小，从而维持输出电雁匾定。这种电压控制开关电 源只需要个反馈信号来实现整个电路的负反馈，从而维持输出恒定。在整个控制 电路中只有个反馈回路，所以是一种单环控制系统。 8 上海大学硕士学位论文 图2 - 5 电压控制模式原理图 电压控制模式开关电源是一个二阶系统，系统存在两个状态变量：输出滤波电 容器上的电压和输出滤波电感中的电流。二阶系统是一个有条件稳定的系统，只有 对控制回路进行精心设计，在满足一定条件下，闭环系统才能稳定工作。开关电源 的电流都要通过电感，对于电压信号有9 0 0 的相位延迟。所以这种检测输出电压的 方法在调节过程中存在一定滞后，结果必然是响应速度陧、稳定性差，大信号变动 时甚至产生振荡。 电压控制模式的优点： ( 1 ) p w m 锯齿波幅值较大，时钟宽度调节时具有较好的抗干扰能力； ( 2 ) 占空比调节不受限制； ( 3 ) 对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好； ( 4 ) 单一反馈电压控制设计，调试比较容易； ( 5 ) 对于输出负载的变化有较好的响应调节。 电压控制模式的缺点： ( 1 ) 对输入电压变化的动态响应较慢； ( 2 ) 闭环增益随输入电压的变化而变化，使补偿网络的设计复杂； ( 3 ) 输出l c 滤波器给控制环增加了双极点，在设计误差放大器e a 时需要对 主极点进行低频衰减或增加个零点补偿。 2 3 2 电流控制模式 针对电压控制的缺点，最近十几年发展起来了电流控制技术。电流控制型开关 9 上海大学硕+ 学位论文 电源变换器在传统电压控制型的基础上，增加电流内环，使其成为双环控制系统， 让电感上的电流不再是个独立变量，从而使开关变换器的二阶系统去掉了电感电 流而成为一阶系统。图2 - 6 为电流型控制的原理图，电流信号v s 和斜坡补偿信号 v 0 叠加后跟误差放大器的输出电平进行比较。每一个周期开始的时刻振荡器输 出c l k 信号上升沿，驱动功率管导通，电源回路中的电流逐渐增大。当v s + v c 的 幅值达到掩时，比较器状态翻转，功率管截止。如此循环，每个周期都检测、调 节电流达到控制电源输出的目的。 电流控制模式的优点： ( 1 ) 对输入电压变化响应速度快，抗干扰性能强 电源输入电压的变化，必然会引起变压器初级线圈中电流上升斜率的变化，如 电压升高，则电流增长变快，反之则变慢。但只要电流变化达到了预定的幅度，电 流控制回路就动作，使得时钟宽度发牛改变，保证输出电压稳定。在电压型控制电 路中，检测电路对输入电压的变化没有直接反应，要到输出电压发生一定变化后才 能响应输入电压的变化，一般要等到5 - 1 0 个周期后。 ( 2 ) 过流保护 在电流控制型变换器中，由于内环采用电流峰值控制技术，能及时、准确地检 测输出或者变压器或者开关管中的瞬态电流，自然形成每个时钟周期对电流的检测。 只要给定或限制参考电流，就可以准确地限制流过开关管和变压器中的最大电流， 从而在输出过载或短路时保护开关管和变压器，也能有效地克服由输入电压的浪涌 所产生很大的尖峰电流而损坏功率开关管。 ( 3 ) 回路稳定性好，负载响应快 电流型控制可以看作是个受输出电压控制的电流源，而电流源的电流大小反 映电源输出电压的大小，因为电感中电流时钟的幅值是与直流输出电流的平均值成 比例的，因而电感的延迟作用就没有了。 ( 4 ) 电压调整率显著减小 当输入电压波动时，图2 - 6 电流检测电阻r s 会立即检测到峰值电流的变化，快 速调整占空比，使输出电压稳定。 1 0 上海大学硕士学位论文 图2 - 6 电流控制模式原理图 缺点：电感峰值电流和平均电流有误差；直流开环负载调整率较差；占空比大 于5 0 时系统会发生次偕波振荡，需要加补偿电路。 虽然电流控制模式也存在缺点，但是这些都可以通过合理的设计来解决，而它 的优点是电压控制模式永远都无法做到的，所以论文的芯片采用峰值电流控制模式。 2 4 次斜坡振荡与补偿 在峰值电流模式系统中，当占空比大于5 0 时存在不稳定现象，即次斜坡振荡。 假设在扰动作用下，电感电流偏离平衡点，设初始状态的偏离量为a i ( o ) ，当平衡 态占空比d 5 0 时，电感电流动态过程如图2 7 ( b ) 所示，随着时间的 推移，偏离量越来越大，系统不稳定，因而需要进行补僧8 】【9 】。 三匿蕊二一妻眨 蒸摩 图2 - 7 不同占空比的电感电流波形图 上海大学硕上学位论文 如图2 8 所示，m l 是电感电流的上升斜率，一m 2 为电感电流的下降斜率，一 1 c 为斜坡补偿斜率，由图可知得， a i ( o ) = a c + c e = a b m 。+ a b m l ( 2 1 ) 一a i ( l ) = b f b d = a b m 2 一a b m 。 ( 2 2 ) 经过个开关周期后，电感中电流的变化为 l r e f i 0 ) 觚t s ) = a i ( 0 ) l 一 补偿斜坡电感电流 i t s i 2 t si 图2 8 斜坡补偿与稳定 经过n 个开关周期后，电感中的电流变化为 z c 甩疋，= ，【( ，z 一，i l i = a i ( 0 ) i f 要使系统稳定，偏差电流应逐渐趋近于零，即 l i m f a i ( n t , ) l = 0 月- 4 , 0 0 。 故系统稳定的充要条件为： l - 币m 2 一瓦m c l 一 m l2 ( d 一1 ) ( 2 7 ) 由式( 2 7 ) 可知，当没有斜坡补偿时，即n l c = 0 ，必然要求占空比小于0 5 。从 理论上解释了占空比大于5 0 时系统产生不稳定的原因；如果用m 2 来表示m c 的话， 电流模式系统稳定的充要条件为： 1 聊c 所2 ( 1 一亩) 2 剐 占空比d 的极大值为1 ，从( 2 8 ) 可知当斜坡补偿信号的斜率大于检测电流斜 率的一半时，则对于任何占空比系统总是稳定的。 2 5 芯片的设计指标 本课题设计的芯片是b u c k 型d c - d c 变换芯片。参照安森美半导体公司2 0 0 6 年新推出的n c p l 5 5 0 系列及其他类似产品【1 0 】【1 1 】，计划采用脉冲宽度调制( p w m ) 方式，以实现负载范围宽、效率高、静态电流小等优点。输入电压是一节锂离子电 池或者三节镍氢充电电池的输出电压范围：2 4 5 v - - - 4 5 v ，输出是常见的低电压标准： 1 8 v 。该芯片将控制电路、保护电路和功率开关管单片集成，同时采用同步整流( s r ) 技术1 2 1 ，只需要片外电感器和电容器就可以构成f 亘压输出，主要面向便携产品。主 要参数如下： ( 1 ) 输入电压( v i n ) 的范围：2 4 5 v - - - 4 5 v ； ( 2 ) 输出电压( v o u t ) 的范围：1 8 v 1 5 ； ( 3 ) 电源效率；8 8 ： ( 4 ) 工作环境温度：- 4 0 0 c , - - , + 1 2 5 0 c ； ( 5 ) 最大输出电流：3 0 0 m a ； ( 6 ) 输出电压纹波：0 5 ； ( 7 ) p 嘲开关频率：6 0 0 k h z ； ( 8 ) 静态电流：9 0 u a 。 1 3 上海大学硕上学位论文 第三章主回路的设计 如图2 1 中所示，b u c k 变换器的丰回路包括功率管、续流二极管、电感和电容， 这一章节的目的就是要根据2 5 小节中指定的设计指标来确定主回路中各个元器件 的值。以往的开关电源中经常使用续流二极管，而续流二极管上的导通压降不可能 做到很小，最小的情形也有约0 3 v 1 3 】，所以如果采用低导通电阻的m o s f e t 代 替二极管，就可以降低压降，提高效率。尤其是当输出电流不太大时，使用低导通 电阻的m o s f e t 代替二极管所消耗的压降更低，效率更容易提高，这就是所谓的 同步整流技术。 本章首先根据电流纹波、电压纹波与电感值、电容值之间的关系，确定电感值 和电容值。然后分析同步整流技术中各种能耗的来源、所占比重，根据芯片所要求 的效率确定同步整流技术中采用的n m o s 和p m o s 功率管的宽长比，完成主回路 的设计。 3 1 主回路的参数方程 3 1 1 电感电流及其纹波 由第二章的分析可知，电路主要工作在连续模式。稳态下p m o s 功率管漏端节 点x 处电压v x 和电感电流i l 如图3 1 所示。输出点电压纹波相对于输出电压来说 非常小，可以忽略不计，所以在p m o s 功率管导通、关断期间电感上的压降都固定 不变，分别为一v 0 和v 0 ，其中v 证表示输入电压，v 0 表示输出电压。 根据电感的特性方翟蚓，有下面几个等式： l l f l f 2 = l ob 3 = l x a ( 3 1 ) | f 1 f ：= ( 一) 乙 a ( bb 3 = t o g 1 4 ( 3 2 ) ( 3 3 ) 上海大学硕士学位论文 其中i 1 l r l 表示电感l 的磁通量的变化，t m 表示时间段( t l ，t 2 ) ，t 毋表示时间段( 乜， t 3 ) ，a i 表示电感的电流纹波。由方程( 3 2 ) ( 3 3 ) 可以得到 ( k 。一圪。) 乙= ( 3 4 ) d ：玉：鱼( 3 5 ) 乙+ 圪 ：匕型! ! 二盟( 3 6 ) l f n j 飞 图3 1 节点电压v x 和电感电流i l 波形 其中d 表示占空比，f 表示工作频率。从图3 1 可知，流过开关电源电感器的电流 由交流和直流两种分量组成，纹波电流的大小会影响电感器和输出电容的尺寸，纹 波电流般设定为输出电流的4 0 以内【1 0 1 。当工作频率f 、输入电压v 0 、输出电 压v 0 、电流纹波i 知道了以后，所需电感的电感值就可以依据公式( 3 6 ) 计算 得到。以6 0 0 k h z 、3 6 v 、1 8 v 、4 0 x0 3 a 为例，则电感值l 为1 2 5 u h 。 3 1 2 电容及其纹波 系统在稳定状态下，不但输出电压恒定，输出电流也恒定，这就意味着电感中 的电流纹波完全被输出电容吸收，产生输出电压纹波，波形如图3 - 2 所示。因为： 坦= i ( t ) xd t = c x d v( 3 7 ) 通过对图3 - 2 中的阴影部分求积分可以得到电压纹波： 1 5 上海大学硕士学位论文 一i s 一长争等= 茜 8 ， j 1 vv v “o 。 0c 八庥八 、 - t 2 vv 生vi 图3 - 2 流过电感和电容的纹波波形 指定了v 和i 之后，所需电容值就可以根据公式( 3 8 ) 得到了。以4 0 0 3 a 的电流纹波、o 5 1 8 v 的电压纹波为例，计算得到的电容值约2 8 u f ，考虑 到电容还有等效串联电阻，一般选择稍微大一些的容值，如第五章系统仿真时取 5 6 u f 。从( 3 6 ) ( 3 8 ) 我们发现在相同的性能要求下，工作频率越高，所需电感值、 电容值也就越小。 3 2 主回路的能耗分析 一个b u c k 变换器由主回路和p w m 控制电路两大部分构成，其中p w m 控制 电路的能耗如后面第四章所示，可以通过减小电路的偏置电流来减小。主回路的能 耗来源包括：功率管的传输能耗，寄生电容的充电能耗，寄生电容的驱动能耗，s r 短路能耗以及l c 滤波电路的能耗等。其中l c 滤波电路的能耗是由于电感和电容 的串联电阻引起的，在通常隋况下，这种能耗很小，可以忽略。s r 短路能耗是由于 s r 的两个功率管同时导通引起的，可以通过合理的控制电路避免，将在后面具体介 绍。下面就来具体分析一下功率管的传输能耗，寄生电容的充电能耗，寄生电容的 驱动能耗。 1 6 上海大学硕上学位论文 3 2 1 功率管的传输能耗分析 功率管导通时工作在线性区，其导通电阻r 。可以表示为1 5 】： 如2 瓦i 丽1 3 9 其中s ：孚，v m 表示阈值电压的数值的大小，v ；表示栅源电压的数值的大小， p 表示迁移率。r 。u 表示p m o s 功率管的导通电阻，那么它的传输能耗p 0 n j 为： 一，= 如一p ( 3 1 0 ) 其中 毫= 舡舳= 承+ 争1 2 埘疵叫鬈+ 争 m 所以 p c o np = 匕洲，础+ 等丙i 南两 同样的分析方法可以得到n m o s 功率管的传输能耗p 湖。为： 一。= 巳灿一。- ( 1 删( 露+ 爿- 2 瓦i r 咖。表示卜m o s 功率管的导通电阻。在这里，我们可以看到， 能耗跟s 成反比，所以也就跟宽度w 成反比。 3 2 2 门电路输出端寄生电容的充电能耗分析 ( 3 1 3 ) 功率管的传输 当c m o s 门电路的状态发生转变时，漏端寄牛电容进行充放电将损耗一部分能 量。以反相器为例，当输入由高到低转变时，输出端寄牛电容被电源充电至电源电 压，被充电的寄生电容如图3 - 3 所示： 1 7 上海大学硕j ：学位论文 图3 - 3 输出端被电源充电的寄牛电容 电路状态转变之后，p m o s 管处于线形区，其漏端寄牛电容c d 。可以表示剧1 6 】： c p2 + = c g d o 矿+ 巳w l 2 + k e q p a d p c y + k 删q ( 3 1 4 ) 其中c 如、c 哦、c j 、c 赫、l ；：唧、i 呻都是s p i c em o d d 的参数，可以直接查到， 或者间接计算得到，漏端面积a d p 和宽度w 成正比，对于s 较大的晶体管，漏端 周长p d p 也近似正比于宽度w ，所以c d 口和宽度w 成正比。 此时n m o s 处于截止区，其漏端寄牛电容与p m o s 相比没有了g x 、化项， 所以其漏端电容c dn 和宽度w 也成正比，可以表示成 c d _ n = c 细+ c d 钿= c 孽d + k 畸，a d j + k 雄。p d c j ， 妈1 5 ) 根据每个时钟周期能量损耗公式e = v 2 c ，得到p m o s 和n m o s 相关的充 电能耗p c h 。、。分别为： 匕一，= 屹q p 厂 ( 3 1 6 ) 圪。= 屹q 。厂 ( 3 1 7 ) 3 2 3 门电路输入端寄生电容的驱动能耗分析 c m o s 门电路在状态转换时栅极寄生电容要求前面的驱动电路提供驱动。当输 入由低到高转变时，与栅极相关联的寄生电容被充电至电源电压，此时p m o s 截止， n m o s 处于线形区，寄生如图3 _ 4 所示： 1 8 上海大学硕士学位论文 图3 _ 4 输入端被电源充电的哥生电容 p m o s 管的栅级寄生电容c u 可以表示为： c g 一，= c o x w l + o 形+ o 矿 ( 3 1 8 ) 其中c 哦、c 鲫、c g s 0 都是s p i c em o d e l 参数，是常数，所以c 曲与宽度w 成 正比。n m o s 寄生电容的组成和p m o s 相同，所以c 鲫宽度w 也成正比。所以每 个时钟周期p m o s 馨和n m o s 管的驱动能耗p 0 、p 0 分别为： 名一p = 屹c g px f ( 3 1 9 ) 忍一。= 吃q 一。厂 ( 3 2 0 ) 这里要说明一点的是，c 9 d 在3 2 2 和3 2 3 小节中各自都计算了遍是因为在 状态转换时c 9 d 存在m i l l e r 效应1 6 1 ，所以它实际的起作用的电容值应该是本身电容 值的两倍。如果信号边沿很陡，短路能耗可以忽略的话，级链的反相器动态能耗就 是每级电路输入端的驱动能耗和输出端的充电能耗之和 1 7 1 ，所以p m o s 管和n m o s 管的总的动态能耗p d 、p n 分别为： 乞= 只一，+ 圪一p = 屹( c g p + q 一，) 厂= 屹qx f ( 3 2 1 ) = 最一。+ 乞一。= 屹( q 一。+ g 一。) 厂= 屹xc 厂 ( 3 忽) 1 9 j ：海大学硕上学位论文 3 3 主回路的能耗参数的测量 从上一节的分析可以看到，要获得主回路的能耗，需要知道( 3 1 2 ) ( 3 1 3 ) ( 3 1 6 ) ( 3 1 7 ) ( 3 2 1 ) ( 3 2 2 ) 中各个参数的值，特别是电容值和电阻值。当然，这些电容 值和电阻值可以根据s p i c e m o d e l 和具体电路的工作状态计算得到刚。但是有关的计 算是非常复杂和繁琐的。这里，作者构造合适的电路，让晶体管工作状态与实际隋 况类似，通过仿真来测量这些参数，大大简化整们立程。 因为这里的电路都是以反相器为基础的c m o s 门电路，n m o s 管的尺寸一般 都采用最小尺寸0 3 5 0 3 5 u m ，当阈值电压设置在v d d 2 时，论文所用工艺对应的p m o s 管的尺寸为i 0 3 5 t u n 。所以，主回路门电路中的晶体管都以这两个尺寸为基本单位， 当需要用到大尺寸时，通过设置晶体管物体属性中的的倍乘因子m ( m u l t i p l i e r ) 来 实现。 3 3 1 功率管传输电阻的测量 根据上节的分析知道，工作在