（微电子学与固体电子学专业论文）超宽带射频前端的分析与设计.pdf

摘要 摘要 超宽带( u l t r a w i d e b a n d ，u w b ) 无线通信技术是一种高数据率、低功耗的短距离 无线通信技术，近年来成为国内外研究的热点之一。它可以实现最高4 8 0 m b s ，最低 l1 0 m b s 的数据率，是无线个人局域网( w i r e l e s sp e r s o n a la r e an e t w o r k ，w p a n ) 的解 决方案之一。随着c m o s 工艺的发展，采用全c m o s 工艺实现的单片集成射频前端成 为一种趋势，可以满足射频芯片低成本和高性能的要求。 本论文研究并设计了应用于3 1 - 4 8 g h zm b o f d mu w b 接收机中的射频前端电 路，包括低噪声放大器( l n a ) 和下变频混频器( d o w n c o n v e r s i o nm i x e r ) 以及其它辅助电 路，还设计了包含射频前端在内的接收链路。射频前端集成在接收链路芯片中完成流 片，二者均进行了测试。基于前次设计和测试，还进行了射频前端和接收链路的功耗 和性能优化，并完成版图后仿真。芯片采用j a z zo 1 8 9 i n 射频c m o s 工艺实现，测试 和仿真结果表明，所设计电路符合m b o f d mu w b 接收机的性能要求。 论文首先从m b o f d mu w b 系统指标入手，详细分析了超宽带接收机的系统参 数推算过程。接着比较分析了各种接收机结构，本文所设计的超宽带接收机最终选取 了零中频结构。随后分析确定了接收机的模块指标分配，确定了射频前端的详细性能 指标。 在接下来的电路设计章节中，着重介绍以下部分：采用电阻反馈加源极电感退化 结构的低噪声放大器，并探索了增益可变功能的实现以及输入匹配的补偿；采用正交 合并结构的类似吉尔伯特结构下变频混频器，也探索了增益可变的实现：射频前端整 体、其它辅助模块和接收链路总的设计。 最后是芯片的实现和测试与仿真，包括射频前端和接收链路的第一次测试结果、 改进版设计的版图后仿真结果。 关键词：超宽带，多频带正交频分复用，射频，低噪声放大器，匹配，混频器， 正交，射频前端，接收链路，电流模数模转换器、数字控制电容阵列、互补金属氧化 物硅。 中图分类号：t n 8 5 6 复旦大学硕士学位论文 a bs t r a c t u w b ( u l t r a - w i d eb a n d ) t e c h n o l o g yi sb e c o m i n gm o r ea n dm o r ep o p u l a ri nr e c e n t y e a r sb e c a u s eo fi t sh i 曲d a t a - r a t ea n dl o wp o w e rd i s s i p a t i o nf o rs h o r td i s t a n c ew i r e l e s s c o m m u n i c a t i o n s i ti sak e ys o l u t i o no fw p a n ( w i r e l e s sp e r s o n a la r e an e t w o r k ) w i t h d a t a - r a t eo fm a x 4 8 0 m b sa n dm i n 110 m b s a l o n gw i t ht h ep r o g r e s so fc m o st e c h n o l o g y , t h ec o s to ft h ek ff r o n t e n di sd e c r e a s i n gw h i l et h ep e r f o r m a n c ei si m p r o v i n g w h i c hm a k e s i tat r e n dt oi m p l e m e n tu w bf r o n t - e n dw i t hc m o s t e c h n o l o g y t h i st h e s i sa n a l y z e da n dd e s i g n e dt h er ff r o n t e n df o r3 1 4 8 g h zm b o f d mu w b r e c e i v e r , i n c l u d i n gl o wn o i s ea m p l i f i e r ( l n a ) ，d o w n - c o n v e r s i o nm i x e ra n do t h e rs u p p o r t i n g c i r c u i t s b e s i d e s t h er e c e i v ec h a i ni sa l s od e s i g n e d t h er ff r o n t e n di st a p e d o u ta sap a r t o ft h er e c e i v ec h a i n ，b o t ha r em e a r s u r e d b a s e do nt h ed e s i g na n dm e a r s u r e m e n tr e s u l t s ， p o w e ra n dp e r f o r m a n c eo p t i m i z a i t o n sa l ea d o p t e da n dv e r i f i e db yp o s t l a y o u ts i m u l a i t o n s t h ec h i pi si m p l e m e n t e di nj a z zo 18 p mr fc m o s p r o c e s s t e s ta n ds i m u l a t i o nr e s u l t s c o n f i r m e dt h ef e a s i b i l i t yo ft h ec i r c u i t sf o rm 【b o f d mu w br e c e v i e r t h et h e i ss t a r t sw i t hd e t a i l e da n a l y s i so ft h eu w br e c e i v e r ss y s t e m a t i cp a r a m e t e r s a f t e rs o m ec o m p a r i s o n s ，t h ez e o r - i fa r c h i t e c t u r ei sa d o p t e d ，t h e nd e t a i lm o d u l ep e r f o r m a n c e a s s i g n m e n ti n c l u d i n gt h er ff o n r t - e n di si n t r o d u c e d t h ef o l l o w i n gc h a p t e r se m p h a s i z eo nt h ec i r c u i t s d e s i g n ：ar e s i s t i v ef e e d b a c kp l u s i n d u c t o rd e g e n e r a t e dl n a ，g a i nc o n t r o la n di n p u tm a t c h i n gc o m p e n s a t i o na r ee x p l o r e d ；a m e r g e dq u a d r a t u r eg i l b e r t - t y p ed o w n c o n v e r s i o nm i x e r , a l s ow i t ht h er e a l i z a t i o no fg a i n c o n t r o l ；t h ew h o l er ff r o n t - e n d ，o t h e rs u p p o r t i n gm o d u l e sa n dt h ec o m p l e t er e c e i v ec h a i n a r ea l li n t r o d u c e d t h ef i n a lc h a p t e rd i s c r i b e st h ei m p l e m e n t a t i o n m e a s u r e m e n ta n ds i m u l a i t o no ft h e d e s i g n s ，i n c l u d i n gt h em e a s u r e m e n to ft h ef i r s tv e r s i o no fr ff r o n t e n da n dr e c e i v ec h a i n ， t h ep o s t l a y o u ts i m u l a t i o no ft h ei m p r o v e m e n tv e r s i o n s k e yw o r d s ：u l t r a w i d e b a n d ( u w b ) ，m b o f d m ，r a d i of r e q u e n c y ( r f ) ，l o wn o i s e a m p l i f i e r ( l n a ) ，m a t c h i n g ，m i x e r ，q u a d r a t u r e ，f r o n t - e n d ，i - d a c ，d c c a ，r e c e i v ec h a i n ， c m o s c l cn u m b e r ：t n 8 5 6 n i 绪论 1 1 课题背景 1 绪论 随着现代电子科技的迅猛发展，诸如数字家庭、移动计算和无线个人局域网等概 念正悄悄掀起一场人类娱乐、工作和生活的革命。除了高清晰的数字电视、性能强劲 的个人电脑外，各种各样体积小巧功能强大的消费电子设备也出现在每个人的身边。 为了实现效能最大化、全面提升用户体验，各种个人电子设备之间必须实现互通互联。 从最初的v g a 接口、u s b 总线和i e e e l 3 9 4 到最新的d v i 、h d m i ，各种有线接口标 准的数据传输速度急剧上升，达到g b p s 以上，但杂乱不堪的各种线缆让人们无法自由、 便捷地实现个人网络；已有的无线标准如b l u e t o o t h 、w i f i ( 8 0 2 1 l a b g ) 和3 g 等能达 到的最大传输速率从3 8 4 k b p s 到5 4 m b p s 不等，难以满足高速传输的需要。而应运而 生的超宽带( u l t r a 晰d e b a n d ，u w b ) 技术则克服了上述两类技术的缺点，成为新一代 无线数据传输标准物理层技术的有力竞争者。 美国联邦通信委员会o ：c c ) 最先于2 0 0 2 年开放了3 1 g h z 1 0 6 g i - i z 频段用于超宽 带应用，限制其发射功率( 平均e i r p 不超过- 4 1 3 d b m m h z ) ，并对u w b 信号做出了 定义( 信号带宽大于5 0 0 m h z 或者信号带宽与中心频率之比大于0 2 ) i 】。根据香农 定理可知，利用更大的带宽会大大提高传输容量，因此u w b 技术可利用较低的功率 提供很高的传输速度。根据现有的调制解调方法和标准，数据传输速率在2 米时达到 4 8 0 m b p s ，在l o 米时也有1 1 0 m b p s ，这已经能够满足室内视频多媒体实时传输的要求， 而应用多输入输出0 v l l m o ) 等技术后，速率预计可达1 g b p s 以上，可支持最高数据率的 高清视频应用。对信号衰减较小的短距离通信而言，这一技术的性能优势相当明显。 i t 市场研究机构i n - s t a t 在0 8 年发表的一份报告中预测了未来几年u w b 技术和市 场的发展趋势，提出：随着各大公司和机构的研发，u w b 核心技术将逐渐成熟，而各 国对u w b 频段的逐步开放准入使得u w b 技术进入实用阶段；u w b 凭借其高速、低 功耗的特点将与各种有线和近距无线通信标准融合，如无线u s b 、无线1 3 9 4 和下一代 b l u e t o o t h 3 0 标准等都将采用u w b 技术；基于u w b 的芯片将迅速而广泛地嵌入到笔 记本电脑、数码相机、打印机、智能手机等终端上，实现p c 、c e 和m o b i l e 三大领域 的无缝连接，其市场份额也将超过采用有线传输技术的产品。 对于u w b 技术阵营而言，经过激烈残酷的竞争，多频带正交频分复用调制 ( 加o f d m ) 技术脱颖而出，取得压倒性的胜利。采用此标准的w i m e d i ap h y m a c 已成功获得最重要的几个标准组织( u s b i m p l e m e n t e r 论坛、蓝牙技术联盟、e c m a 、 i t u ) 的认证和采用，规划中的我国自主u w b 标准也将采用基于m b o f d m 的改进技 术，其发展潜力及市场空间不可估量。而国内对m b o f d mu w b 芯片特别是其物理 复旦大学硕士学位论文 层核心射频收发器的研发仍比较落后，迫切需要加强。 m b o f d m 的u w b 标准采用跳频正交频分复用技术，其频谱规划如图1 1 所示 【2 】，图中给出的频点为每个子带的中心频点，3 1 g h z 1 0 6 g h z 的频带被划分为1 4 个 b a n d ，每个b a n d 为5 2 8m h z ，每个b a n d 中又分12 8 个子带，其中每三个连续的b a n d 被称 为一个m o d e ( 最后两个b a n d 合并) ，每个m o d e 中采用跳频方式在三个b a n d 问切换。其 中3 1 6 8 g h z - 4 7 5 2 g h z 为m o d e l ，也称作g r o u p l ，做为u w b 初期推广使用的工作频段； 4 7 5 2 g h z - - 1 0 5 6 g h z 为今后根据速度需求而开发的频段。该频谱规划可以允许各国根 据自己的频谱利用情况对所需子带做灵活的配置。 每“l是m 量。詈- i薹善m 、，肭h 7 - 图1 im b o f d m 标准的u w b 频谱规划 该技术使用o f d m 作为信号调制方式。每个子带由q p s k 星座调制的1 2 8 个正交 子载频合成；在时域上，合成信号在时间为2 4 2 4 2 n s 的信息长度前加上6 0 6 1 n s 的循环 前缀，然后在9 5 n s 的保护时间内转换到另一个子带。为了适合直接下变频接收，1 2 8 个子载频里中心频率为4 1 2 5m h z 的子载频没有赋予传输信息的职能 2 】，这样可以避 免接收机中严重的d c o f f s e t 和l 厂噪声问题。 图1 2c m o s 工艺沟道长度与截止频率的关系 对实现芯片的半导体技术而言，由于p c 和消费电子对硅工艺技术的推动，c m o s 工艺的晶体管尺寸迅速缩小，特征截止频率迅速提高。广泛的实际经验证明，射频电 路的工作频率限于l 5 办- i 1 0f r 【3 】，这意味着特征截止频率约为5 0 g h z 的0 1 8 9 m c m o s 工艺即可满足3 1 - 4 8 c ；h zm o d e j 频段的u w b 射频电路的设计要求。而更加先 1 绪论 进的1 3 0 n m ( 和最新的) c m o s 或s i g eb i c m o s 工艺由于其截止频率更高，使全频 段的u w b 收发机的集成成为可能。 m b o f d mu w b 射频收发器的研究发端于0 4 年左右，0 5 年i s s c c 上a b i d i 4 ， r a z a v i 5 和l e e n e a r t 6 等带领的研究组都发表了u w br ft r a n s c e i v e r 的文章，应用 o 1 3 u mc m o s 或b i c m o s 工艺。之后国际上关于u w b 射频芯片的研究成果层出不穷， 在i s s c c ，c i c c 和r f i cs y m p o s i u m 上都有相关文章发表。最新的成果为采用高端工 艺( 13 0 n m b i c m o s 6 5 n m c m o s ) 、- i - 作在全频段的t r a n s c e i v e r 7 ，8 】。国内对u w b 的 研究正逐步深入，自有u w b 标准的制定于2 0 0 8 年开始，但荷兰飞利浦p h i l i p s 已于 2 0 0 4 年申请了国内的m b o f d mu w b 系统架构专利。因此探索o f d mu w b 系统的 设计、掌握核心技术和相应技术专利就显得十分紧迫。 1 2 论文的主要工作和创新之处 本论文主要研究设计了适用于m b o f d m 制式、工作频带为g r o u p l ( 3 1 g i - l z - - 4 8 g h z ) 的u w b 接收机射频前端及整体接收机链路( 不包含频率综合器) ， 并利用成本较低的j a z z0 1 8 u mr fc m o s 工艺流片实现。 论文工作主要包括以下几方面： m b o f d mu w b 接收机的结构研究和系统指标分析。从技术实现复杂度、成本和 性能等角度比较各种接收机结构后选取零中频结构作为接收机基本架构。依据现有标 准草案和系统仿真结果分析了u w b 接收机的通路预算和干扰信号分布，在此基础上 计算出接收机总体性能指标，再从性能和功耗优化的角度分配各个模块电路的性能指 标，最后给出射频前端电路的指标要求。 接收机射频前端电路设计。大体包括：工作频段为3 1 4 8 g h z 的差分低噪声放大 器及其可变增益设计；i q 正交差分混频器及其可变增益设计；l n a 频响校正电容阵 列( d c c a ) 、用于混频器输入直流失配校正的数模转换器以及l o 缓冲器电路设计； 中频模拟处理部分的链路优化及接收机整体实现；射频前端和接收机整体的可测性设 计。 版图设计。包括射频前端所有电路的具体版图；接收机整体版图的拼接，含射频 前端、中频滤波器、可变增益放大器、数字控制模块、测试辅助电路和静电保护电路 及焊盘。主要考虑寄生参数的最小化、对称和匹配等。完成两次流片。 芯片测试。包括测试p c b 版的设计、第一版射频前端电路的单独测试、第一版 u w b 接收机链路的整体测试。 论文主要的创新之处为： 1 )从m b o f d mu w b 协议草案和系统仿真结果出发，通过系统设计、指标分 配、电路和版图设计以及流片测试，完成了低功耗低电压全差分的新型超宽带无线接 收机射频前端的设计和验证。基于第一次设计的验证结果对电路进行功耗优化和性能 提升，完成第二版射频前端和接收链路的设计，交付流片待验证。第一版流片设计的 复旦大学硕士学位论文 主要测试结果为，采用j a z zo 1 8 u r nr fc m o s 工艺，电源电压1 8 v ，射频前端大增益 2 2 , - - 2 5 5 d b ，噪声系数4 5 5 8 d b ，输入反射损耗在3 8 , - - , 4 6 g h z 频段低于1 0 d b ，功耗 3 4 m a ；第二次设计中主要版图后仿结果为大增益2 2 2 4 d b ，噪声系数4 1 4 5 d b ，输 入反射损耗在整个频段内低于1 0 d b ，功耗2 4 m a 。两次设计都显示了良好的抗带外干 扰性能。 2 )针对一种新型的全差分电阻反馈加源极电感退化型超宽带低噪声放大器，详 细分析了其输入匹配、增益响应、噪声系数等电路特性，优化电路参数。在此基础上 提出一种改变l n a 增益的方法，在大致不影响输入匹配的情况下实现l n a 的增益可 变并提高线性度。 3 )提出一种改进的正交合并的双平衡下变频混频器，适用于低电源电压和射频 前端的模块级联，详细分析了其噪声系数、线性度和增益响应等特性，藉此优化电路 参数；在此基础上提出一种改变混频器跨导级增益并提高线性度的方法，有效提高了 大信号输入情况下射频前端的线性度。 4 )在兼顾性能、功耗和可测性的指导原则下，优化了接收机链路与版图设计， 满足射频前端、滤波器、可变增益放大器等模块单独测试和整体链路测试的需要，可 与a d c f p g a 连接；采用电流模数模转换器来校正混频器输出直流失调，通过d c c a 校正l n a 频率响应，通过这些措施减小工艺偏差和模型误差对接收机芯片性能的影响。 1 3 论文的组织安排 论文各章内容安排如下：在第二章中主要介绍m b o f d mu w b 接收机的体系结 构，包括结构选取，链路预算、主要指标计算和模块的指标分配；第三章具体介绍低 噪声放大器的设计，包括各种性能参数的分析计算和优化，可变增益方法的实现：第 四章描述下变频混频器的设计，包括各种性能参数的分析和优化，可变增益的实现； 第五章给出射频前端和接收链路的设计，以及其它辅助模块和整体版图设计；第六章 为电路实现、测试板设计和芯片测试、仿真结果；最后是对整个论文的总结和工作展 望。 2 超宽带接收机系统 2 超宽带接收机系统 现代数字通信系统执行的基本功能与最初的无线电电报系统一样，依然是将有用 信号调制到载波上，发射到信道中，经过媒介( 信道) 传播到达接收端，接收机对调 制信号进行解调得到有用信号，实现信息的传播。只不过传统简单的模拟调制方法被 更加鲁棒、更高速率和效率的数字调制方法取代，并与数字集成电路的发展相辅相成。 同时，当通信系统的传播信道为空气或真空时，我们就称之为无线通信系统。 无线数字通信系统的基本概念如图2 1 所示，可见从发射端输出到发射天线的信号 通常具有较大功率、纯净的频谱和良好的信噪比，然而经过复杂的信道后，不可避免 的空间衰减和各种强烈干扰、背景噪声、多径效应等非理想因素将会剧烈恶化原有信 号，使得接收端天线接收到的信号功率极低、信噪比极差，甚至有用信号淹没在噪声 和干扰里。射频接收机必须将接收到的这种微弱而又质量极差的信号放大、处理，使 之重新变成具有一定信噪比的模拟信号，经过a d c 和基带处理后，能够在可容忍的比 特误码率( b i te r r o r r a t e ，b e r ) 下成功解调出原有信息。 图2 1 现代无线通信系统流程 上述分析提供了这样的信息，射频接收机的性能指标是由发射、信道和接收机本 身的特性所决定。任何一个无线通信系统都必须经过这样的过程，即由发射机确定发 射信号特性，由信道传播、背景频谱和传输需求确定接收到信号的特性，再由接收机 本身技术特征( 如结构、实现工艺、成本等) 和基带处理方法确定合适的接收机性能 指标( 这一过程大致可称为“链路预算，l i n kb u d g e t ) 。当系统指标确定后，再按照 模块级联原理，从电路设计角度确定最合适的模块指标分配方案。本章即按照这样的 思路进行论述，最终得到具体电路设计的最终目标。 2 1 超宽带接收机参数 u w b 发射功率受相关无线电法规约束，在美国f c c 规定了在3 1 6 8 4 7 5 2 g h z 的 l i w b 频段内u w b 信号e i r p 功率不得超过4 1 2 5 d b m m h z ，相应的积分输出功率为 约9 3 d b m 。考虑到与频谱罩的安全距离，假设输出功率为9 9 d b m 。在处理u w b 信 复旦大学硕士学位论文 号时，信号数据率越高，数字基带所要求的最小单位比特信噪比( 眦) 越高，否则解 调后信号的比特误码率( 或称位误率) b e r 或误包率( p a c k a g ee r r o rr a t e ，p e r ) 将急 剧上升，通信效果严重恶化。一般在系统仿真时，各个速率下系统所需的信号磊锄 在同一b e r p e r ( 如0 0 0 1 ) 下得到。等效地，数据率越低意味着对系统的要求越低， 可支持的通信距离也相应增加。u w b 所提供的典型数据率最高为4 8 0 m b p s ，支持距离 为2 m ；最低为5 4 m b p s 或l1 0 m b p s ，支持距离1 0 m 。信号传播的信道衰减采用自由空 间模型以简化分析。基于上述讨论，我们可以列出链路预算的前一半数据，如表2 1 前四行所示【2 】。 表2 1u w b 接收机链路预算 p a r a m e t e rv a l u ev a l u ev a l u e i n f o r m a t i o nd a t ar a t e ( d r )1 1 0 m b s2 0 0 i b s4 8 0 l b s a v e r a g et xp o w e r ( p t x ) 9 9d b m9 9d b m9 9d b n l 6 4 2 d b 5 6 2 d b5 0 2 d b t o t a lp a t hl o s s ( p l ) ( 1 0m e t e r s )( 4 m e t e r s )( 2 m e t e r s ) a v e r a g er xp o w e r ( p a ) 7 4 1d b m6 6 1d b m6 0 1d b m n o i s ep o w e rp e rb i t9 3 6d b m9 1 0d b m。8 7 2d b m c m o sr xn o i s ef i g u r e6 6d b6 6d b6 6d b t o t a ln o i s ep o w e r ( p n )8 7 0d b m8 4 4d b m 8 0 6d b m r e q u i r e de n o 4 0d b4 7 d b4 9d b i m p l e m e n t a t i o nl o s s ( i l ) 2 5d b2 5d b3 0d b i , i n km a r g i n ( m )6 4d b 1 1 1d b 1 2 6d b r xs e n s i t i v i t yl e v e l ( s )8 0 5d b m一7 7 2d b m一7 2 7d b 链路预算的一个主要目标是求得接收机的灵敏度，即可用最低信号功率，这表示 系统在一定比特误码率内能够成功解调的最小输入信号。通常灵敏度与可能接收到的 最小信号功率之间有个差值，称为链路裕度( l i n km a r g i n ) ，它表征了接收机的鲁棒性。 2 1 1 灵敏度 灵敏度的计算一般由下式给出( 9 】， s i 跏2 一1 7 4 + 1 0 l g ( b 形) + f + 鼢厂r + 尼 ( 2 1 ) 其中的b w 为系统带宽，n f 受工艺、功耗等制约且包含信道选择滤波器和t r s w i t c h 的损耗，i l 为a d c d a c 非理想性、信道估计、时钟适配以及载波频率漂移等 造成的实现损耗，s n r 由数字基带的调制解调方法决定，它与姚存在如下关系： s n rd r e 6 n o b w 但2 ) 其中的d r ( d a t ar a t e ) 为系统的数据率。因此( 2 1 ) 又可写为： s i 础撕= 一1 7 4 + 1 0 l g ( d 叹) + ：f + 毛0 + 皿( 2 3 ) 2 超宽带接收机系统 ( 2 1 ) 并1 1 ( 2 3 ) 是等效的，二者的关系如图2 1 所示。在表2 1 中使f f j - j ( 2 3 ) 式( 或图 2 2 右侧) 进行计算。 a v e r a g er xp o w e r p e r h z 图2 2 灵敏度的计算不惹图 正如前述，接收机所能接收到的最小信号由发射机输出功率、距离决定的自由空 间衰减以及天线增益决定。虽然发射机每次占用5 2 8 m h z 带宽，但在三个频段上不断 跳动，等效的带宽为三个5 2 8 m h z ，因此发射机平均发射功率的计算如下： 嚷= e i r p + 1 01 9 ( 3 b w )( 2 4 ) 其中e i r p 为各向同性辐射功率。而到接收机前端之前总的衰减由下式表示： 】2 儿= 志 (25)4 ( z c d ) 2 、7 其中d 为距离，九为信号波长，信号频率取系统的几何中心频率： f = z 。z 山；3 8 8 2 m h z( 2 6 ) 因此接收机可能接收到的最小平均功率为： 足= 岛一p l + g ，+ g ，( 2 7 ) 其中g t 为发射天线增益，g r 为接收天线增益( 在本计算中假设发射和接收天线均 无增益) ，此平均接收功率与接收机灵敏度的差值即为接收机的链路裕量( l i n km a r g i n ) ： m = 足一s( 2 8 ) 下图以4 8 0 m b p s 速率为例，给出u w b 的灵敏度计算： 薯删 i眺。 蛳郴 呲 = 薹 弭 - n ： h 一 s 疆 王r螂 p 一 一 一 一 兰= 复旦大学硕士学位论文 一6 0 1 - t 一彳a v e m g e r x p o w 盯 m = 1 2 6 d b ii n - 8 f - - o - 6 ：6 上d b 丁一一1 m a ) t o t a ln o i s e ii 1 0 l o g ( d r ) = li a n d a t a - r a t e ( t ) 1 攀u 富e 表2 22 - t o n e 测试l i p 2 的计算 c a l c 2 3 0 1 292 30 29 4 2 0 8 0 2 2 2 8 2 超觅帚接收机系统 - _ _ _ - _ _ - _ l _ - _ - - i _ - - 一 其中c a l c 1 的方法为文献 6 】所采用，其输入信号功率并不相同，并不适合( 2 9 ) 式， 主要是通过仿真得出；为简化计算，采用c a l c 2 的数据，输入信号功率大致相等，可 和j m ( 2 9 ) 得出i i p 2 。两个计算均假设l n a 前的p r e f i l t e r 对两个干扰信号均有2 0 d b 的 衰减。 i t ， ， t 臼 一k j l l m 2 r i爪八八 ( h z ) p o u t 图2 4 带外i i p 2 和i i p 3 的计算 2 ) 三阶交调点i i p 3 这里的i i p 3 指的是带外i i p 3 ，主要的形成机制如图2 3 所示。 试，为了将三阶交调量限制在系统噪底下面，必须满足： 胛3 f + 詈( 匕一f ) = 互1 ( 3 圪。一f ) 仍然采用2 - t o n e 测 ( 2 1 0 ) 其中f 为系统噪底( 即表2 1 中的p n ) ，p i n t 为输入干扰信号功率。通常认可的最 坏情况下，两个输入干扰信号为5 i g h z 和5 7 g h zu n i i 频段的两个8 0 2 11 a 信号，分 析如下： 表2 32 - t o n e 测试i i p 3 的计算 _ - 一 5 1 gd i s t 1 p 训 5 7 g d i s t 2 p 妇2 f i l t e r a 石一fi 丽一 ( d b m ) ( m ) ( d b m ) ( d b m )f m ) ( d b m )阳b 、( d b m ) ( d b m ) = ：_ = 二一： ： c a l c 1 6 】 3 0o 2_ 4 2 31 乏r 面1 瓦；万 _ ：一 一 c a l c 2 2 00 21 2 6 2 0o 2 1 2 丁万百砭_ i ：矿 ：= = ：! - ? - 一 其中c a l c 1 是文献【6 】所采用的计算方法，其输入信- x - 可i z 功率霜丢覆元丽甭2 1 0 ) 式：为此采用c a l c 2 的数据，输入信号功率大致相等，可利用f 2 1 0 ) # t s ji i p 3 。同样， 假设l n a 前的p r e f i l t e r 对两个干扰信号均有2 0 d b 的衰减。基于计算上的灵活性，我 们选择接收机的i i p 3 一9 d b m 。 需要指出的是上述分析所做的假设是非常极限的情况，且计算结果均表征的足带 外线性度。 9 加令上涨加拿羹上m3、一nu m士曩 复旦大学硕士学位论文 3 ) 动态范围和可变增益范围 除了上述的i i p 2 和l i p 3 外，接收机的动态范围( d y n a m i cr a n g e ，d r ) 和可变增益范 围( a u t o m a t i cg a i nc o n t r o l ，a g c ) 也是很重要的线性度指标，它们决定了接收机在复杂 环境里对强度变化剧烈的信号的适应能力，不至于发生信号饱和及增益压缩现象，否 则接收机输出信号将发生失真。动态范围的上限由接收机的l d b 压缩点( 1 a b c e ) 定义。 前面我们计算得到了带外i i p 3 ，通常带内i i p 3 要好于带内i i p 3 。假设两者相同，根据 l d b c p 与带内i i p 3 的关系， 鼻础= 1 1 3 + 9 6 d b m ( 2 1 1 ) 则l d b c p 约为一2 0 d b m ，与文献1 1 l 】接近。下限由灵敏度确定，约为8 0 d b m ，这 样的话输入动态范围d r 约为6 0 d b 。 从协议【2 】中规定的u w b 设备工作时的最近距离是o 2 m ，所以接收机能够接收到 的最大信号功率为一4 0 5 d b m 。因此，a g c 4 0 d b 。 2 1 3 接收机基带滤波要求 超宽带接收机与发射机的基带滤波要求不同，发射机主要从发射频谱模板规范来 限制要求，而接收机主要从信道存在的干扰信号分布来推算。u w b 的干扰信号分布图 如图2 5 所示。 p j ji 艄n t f ( g h z ) 图2 5u w b 干扰信号分布 假设最坏情况下，各个干扰信号的发射源距离u w b 设备的距离均为0 2 m ，则各 自到达u w b 设备接收机输入端的功率在图2 5 中均标示出来；u w b 本身信号在 l1 0 m b p s 速率且作用距离为1 0 m 时，到达接收机输入端时为7 4 5 d b m 。标准草案给出 一个用于u w b 的p r e s e l e c tf i l t e r 的典型衰减为( 2 5 d b 3 0 d b 3 5 d b ) 。红色虚线标示模拟 基带滤波器和p r e f i l t e r 共同作用下的带外信号衰减特性。详细的分析在表2 4 中展开， 为了留出足够余量，对基带滤波器的要求如绿色背景列所示，其中在6 0 0 m h z 频偏处 大于4 5 d b 。根据此要求和对滤波器带内平坦度的要求，一旦选定了滤波器类型，其阶 数即可确定。 l o 2 超宽带接收机系统 表2 4 接收机系统对带外干扰信号的抑制要求 2 1 4 频率综合器对接收机的影响 在前面对接收机灵敏度的讨论中提到了频率综合器的非理想特性将会等效于噪声 折算进接收机的噪声系数中，因此必须针对接收机对频率综合器进行性能要求。用于 m b o f d mu w bg r o u p l 的频率综合器需提供3 4 3 2 g h z 3 9 6 g h z 4 4 8 8 g h z 三个频点 的正交差分信号。根据c m o s 混频器对l o 信号幅度的要求，频综输出功率不小于 0 d b m 。协议规定的s y m b o lp e r i o d 为3 1 2 5 n s ，其中包括6 0 6 n s 的后缀和9 5 n s 的保护 间隔时间，因此任意两个频点跳变的时间需小于9 5 n s 。 1 ) i q 失配 m b o f d mu w b 的星座映射为q p s k ，i q 信号失配使接收机对q p s k 信号的星 座映射产生偏差，降低了输出信噪比。对m b o f d mu w b 而言，输出i q 失配不得大 于3 0 d b c 6 ，l o ，或0 6 d b 6 0 【1 l 】。采用前一个指标是基于以下考虑得出：由于频综l o 信号输出为正交、高频，很难直接测得l o 的i qm i s m a t c h ，因此用一个理想单边带混 频器将l o 信号与一个理想正交基带信号混频，测量以l o 频率为中心对称的两个信号 l o + b b 和l o b b 的输出功率差，作为l oi qm i s m a t c h 的间接表征。而后一个指标 若从镜像抑制的角度去衡量的话，可等效为约一2 2 d b e 的镜像抑制比，作者的理解为上 述两个指标等效且0 6 d b 6 0 的要求低于3 0 d b c 。上述两个指标的得出主要基于仿真。 2 ) 相位噪声 由于u w b 是宽带系统，不存在邻道干扰的问题，l o 信号相位噪声对接收机和发 射机的影响主要是积分噪声对接收机星座映射和发射机e v m 的恶化。 文献 1 0 】在仿真的基础上提出，为了将对接收机s n r 的恶化限制在0 i d b 之内， 频综输出l o 信号的相位噪声积分值不大于3 5 0 ，转化为相位噪声则约等效于 一1 0 0 d b c h z 1 m h z 。与之相似的分析在 1 1 】中也占了一定的篇幅，得出的结论相似。 3 ) 杂散信号 频率综合器杂散信号对u w b 接收机的影响如图2 6 所示。图2 6 左半部分表示频 综输出频谱中可能存在的杂散信号；图右边则举一例，假设s p u r ( 色箭头) 落在5 2 g h z w l a n 频段上，蓝色箭头为输出u w b 主载波。由于w l a n 干扰信号( 粉色柱) 到达 接收机输入端的功率通常比u w b 本身信号( 绿色柱) 大很多，经过s p u r 的频率搬移， 干扰信号落在基带的功率可能很大。 复旦大学硕士学位论文 c a r r i e r r a n t e d j u 、犯- 忒娶 斧 一一j匿 一 鞭霪 譬霭糊 i 强蕊，蕊z 图2 6u w b 频综杂散对接收机影响不意图 为了不影响接收机的信噪比，必须将其限制在接收机噪底下。这等效于： 乙，只。 f ( 2 1 2 ) 其中只。u ，为s p u r 功率，尸州为系统可能接收到到的最大干扰信号功率，f 为接收 机噪底。用d b 表示则为： 只。，i 拈 2 2 2 0 ，2 5 5 0 5 5 n 久 1 7 复旦人学硕士学位论文 低噪声放大器设计 低噪声放大器是无线接收机的第一级模块，其噪声系数直接决定了接收机的噪声 性能，同时它的增益大小又关系着后级电路噪声对接收机噪声的贡献。另外它与接收 机天线直接相连，为了将天线接收到的微弱射频信号没有损失地传输到接收机芯片中， 两者必须有良好的阻抗匹配，否则接收机的灵敏度将降低。因此，低噪声放大器最重 要的性能指标是噪声系数、增益和输入匹配。 本章首先介绍宽带匹配相关方法和高频器件、放大器的噪声问题；然后深入分析 本文所采用的电阻反馈加源极电感退化型超宽带低噪声放大器的输入匹配、增益和噪 声系数及其优化方法；随后介绍对上述l n a 的可变增益控制方法与输入匹配补偿；最 后讨论此全差分低噪声放大器的电路实现。 3 1 宽带匹配和高频噪声 3 1 1 宽带匹配方法 射频教科书指出，阻抗匹配是为了达到最大功率传输。如图3 1 ，假设源阻抗z s 和负载阻抗z l 均为复阻抗。当z l = z 。+ ，即r l = 尺。且凰= 时，信号源产生的信号落在 负载阻抗实部上的功率达到最大值，为： 一i p o w e r 咖觚 丽岸而 限。， 一时 4 r , 这就是所谓的共轭匹配。对射频无线接收机来说，需要阻抗匹配的场合包括接收 天线与l n a 之间、p a 与发射天线之间等。由于天线一般为纯5 0 欧姆实阻抗，这就要 求l n a 的输入阻抗必须变换到5 0 欧姆以达到共轭匹配。若不能达到共轭匹配，则会 产生信号反射。 图3 1 阻抗匹配概念 一s 】1 ( d b ) 3 低噪声放大器设计 文献【3 】指出，一般希望反射信号功率小于负载所得到信号功率的一半( 即3 d b ) ， 对应的输入端口反射系数s 1 1 需小于1 0 d b 。 阻抗匹配的基础是阻抗变换，经典的阻抗变换方法大致分为三种，变