（微电子学与固体电子学专业论文）采样保持电路设计研究.pdf

摘要 摘要 随着高清视频，以太网领域等高速信号处理应用的迅速发展，采样保持电路 的作用越来越重要，系统对高速高性能的采样保持电路( s a m p l e h o l d 或s h ) 的 需求日益强烈。而随着c m o s 工艺水平的提高，由于电源电压和m o s 管沟道长 度的减小，为采样保持电路的设计不断提出复杂的课题。 传统的采样保持电路每个时钟周期需复位一次，因此在高速采样系统中对运 算放大器的增益，带宽及摆率的要求较高，导致运算放大器的面积和功耗很大， 甚至占整个芯片功率消耗的主要部分。 本文在参考国内外现有设计的基础上，结合实际情况，改进了运算放大器非 理想因素对全差分采样保持电路性能的影响。该方案的主要改进为：在系统采样 输入信号期间，将s h 的输出保持为上一周期的输出而不是复位。对改进方案系 统及电路模块建立了等效电路模型，根据等效模型推导出开关电容系统传输函 数，噪声传输函数。并用m a t l a b 对电路模型进行了仿真。分析了开关对s h 的影响，运算放大器的增益对s h 输出误差的影响，以及运算放大器的带宽和摆 率对s h 建立时间和建立精度的影响。采用开关电容共模反馈电路来稳定全差分 运算放大器的输出共模电平，在系统的关键信号通路应用电压自举模拟开关代替 传统c m o s 开关，降低s h 的非线性。 本课题完成了s h 及各个电路模块的设计。详细介绍了模拟集成电路的版图 设计的相关技术，并利用上华c m o so 6 u m 工艺设计了s h 的版图。 文章给出了s h 及各个电路模块的验证测试方法。应用c a d e n c es p e c t r e 完成 仿真，在采样率为1 0 m h z 的情况下，输出信号频谱失真达到8 3 d b 。仿真结果与 理论计算结果基本一致。最后对设计工作进行了总结。 关键词运算放大器；开关电容；自举开关；共模反馈 a b s t r a c t a bs t r a c t d u et ot h ed e v e l o p m e n to fh i g hq u a l i t yv i d e o ，e t h e m e ta n de t c ，s a m p l ea n dh o l d ( s h ) c i r c u i tb e c o m em o r ea n dm o r ei m p o r t a n t m o r ea n dm o r er e q u i r e m e n tf o rh i g hs p e e d h i g hp e r f o r m a n c es hc i r c u i ti sb r o u g h tu p a l o n gw i t ht h ep r o g r e s so fc m o s p r o c e s s ，t h ep o w e rs u p p l ya n dt h em o sc h a n n e ll e n g t hd e c r e a s eal o t ，w h i c hp r o p o s e m a n yc h a l l e n g e s t r a d i t i o n a ls hc i r c u i th a st or e s e to u t p u to ne v e r yc l o c kc y c l e ，t h e r e f o r e ，t h ei n s i d e a m p l i f i e rm u s th a se x c e l l e n tp e r f o r m a n c es u c ha sv e r yh i 曲g a i n ，h i g hb a n d w i d t ha n d s l e wr a t e t h e s er e q u i r e m e n t sf o rt h ea m p l i f i e ri n c r e a s et h ea r e aa n dp o w e r d i s s i p a t i o n ，w h i c he v e nb e c o m et h ed o m i n a n tf a c t o rf o rt h ee n t i r ec h i p b a s e do nt h ec u r r e n td e s i g nl e v e ia l lo v e rt h ew o r l da n dc u r r e n te n v i r o n m e n t ，t h i s p a p e ri m p r o v et h ef u l l d i f f e r e n t i a ls h sp e r f o r m a n c eb yr e d u c i n gt h ea m p l i f i e r n o n i d e a lf a c t o r t h em a j o ri m p r o v e m e n ti st h a tt h ei m p r o v e dc i r c u i ti sh o l d i n gt h e p r e v i o u so u t p u ts a m p l er a t h e rt h a np e r f o r m i n gar e s e tc y c l e f o rt h i sp u r p o s e ，t h e e q u i v a l e n tc i r c u i tm o d e l so ft h es y s t e ma r eb u i l t t h es y s t e mt r a n s f e rf u n c t i o n sa n d n o i s et r a n s f e rf u n c t i o n sa r ed e r i v e df r o mt h em o d e l s m a t l a bi su s e dt od ot h es y s t e m s i m u l a t i o n sb a s e do nt h e s ec i r c u i tm o d e l s i n f l u e n c e so fa n a l o gs w i t c h ，f i n i t eg a i no f a m p l i f i e ro no u t p u te r r o ro fs ha n da m p l i f i e rb a n d w i d t ha n ds l e wr a t eo ns e t t i n gt i m e a n ds e t t i n gp r e c i s i o no fs ho u t p u ta r ea l s oa n a l y z e d s w i t c h e dc a p a c i t o rc o m m o n m o d ef e e d b a c ki se m p l o y e dt os t a b i l i z et h ef u l ld i f f e r e n t i a la m p l i f i e r i no r d e rt o i m p r o v et h el i n e a r i t yo fs h ，t h eb o o t s t r a p p e da n a l o gs w i t c hi su s e dt or e p l a c e t r a d i t i o n a lc m o ss w i t c h t h ed e s i g no fs hc i r c u i ta n di n s i d ee v e r yc i r c u i tm o d u l e sa r ec o m p l e t e d a l s o ， c o r r e l a t i v et e c h n i q u e so nl a y o u to fa n a l o gi n t e g r a t e dc i r c u i ta r ed e t a i l e d ，a n dd e s i g n t h el a y o u to fs ha c c o r d i n gt ot h ec s m co 6 u mp r o c e s ss p e c i f i c a t i o n t e s tm e t h o d so nc i r c u i t sa r el i s t e d t h es i m u l a t i o n sa r ea c c o m p l i s h e db yc a d e n c e s p e c t r e s i m u l a t i o nr e s u l t sm a t c hw e l lw i t ht h e o r e t i c a lc a l c u l a t i o n a 一8 3 d bd i s t o r t i o n c a nb ea c h i e v e du n d e r10 m h zs a m p l i n gr a t e i nt h ee n d ，as u m m a r yf o rt h ee n t i r e w o r ki sg i v e n i i i 北京工业大学工学硕士学位论文 k e y w o r d s ：o p e r a t i o n a la m p l i f i e r ；s w i t c h e dc a p a c i t o r ；b o o t s t r a p p e ds w i t c h ； c o m m o n m o d ef e e d b a c k i v 独创性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京工业大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 躲型遮一隰毕 关于论文使用授权的说明 本人完全了解北京工业大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名：垂卑导师签名： 第1 章绪论 第1 章绪论 1 1 采样保持电路设计概述 目前，高质量的视频信号处理、高性能数字化通讯以及医学成像等方面的应 用，需要采样率达到2 0 m s s 、精度在1 0 位以上的a d ( a n a l o gt od i g i t a l ) 转换器。 采样保持电路是流水线a d 转换器中的关键模块，它的使用可有效减少a d 转 换器工作中的大多数动态误差【l 】，尤其是输入信号中的高频部分造成的误差。 另一方面，由于整个转换器的动态范围由前端的采样保持( s a m p l e a n dh o l d ， s h ) 电路所限定，因此，s h 电路的性能是至关重要的，其精度和电压转换率 ( s l e wr a t e ) 是影响a d 转换器性能的最主要因素。在许多应用场合中，如便携 式视频设备( 便携式摄像机) 、个人通讯设备( 无限局域网收发器) 等，保持高采样 率及低功耗是一个重要的设计要求。而s h 电路消耗了整个a d 转换器总功耗 中相当大的一部分，因此，它的设计的好坏决定了整个系统设计的好坏【2 】。 如图1 1 是一个典型的p i p e l i n e a d 转换器的结构图【6 】，它有采样保持电路模 块，1 5 b i t sa d c ( a n a l o gt od i g i t a lc o n v e r t e r ) ，d a c ( d i g i t a lt oa n a l o gc o n v e r t e r ) 及运算放大器组成，在关键通路上的s h 级对电路的性能起决定性的作用。 输入模拟- 信- - 号- - - t s t 十a g o l h ，2b n s s t 十a g e 2 弋岢b i t m 。协 、23 一j ，nh l 。 ， 数字校准算法 图1 - 1 流水线a d 转换器结构图 f i g 1 1d i a g r a mo fp i p e l i n ea dc o n v e r t e r 号 图3 1 0 是采样保持电路模块的结构原理图【7 1 。在开关导通时，s h 的输出跟 随输入变化，当开关关断时，s h 级的输出保持不变。 北京工业大学t 学硕十学位论文 1 2 采样保持电路研究历史与发展现状 目前国外在这方面已经形成比较成熟的理论和技术，同时新的技术和更高性 能的产品仍在不断涌现。国内针对s h 电路的研究已经有所发展，但是不如国外 学术界研究的完善。 根据国内外研究现状，目前在国际上对采样保持电路的研究呈现两个趋势。 其一是采用多种不同结构，如双采样结构、时间交织结构等，在维持一定的采样 精度前提下提高采样频率，并利用多种技术补偿和抑制相应的边带效应。 其二是在中频采样频率下，综合利用多种技术，削弱和消除电路的非线性因 素，提高动态范围，以适于1 2 - 1 4 b i t 采样精度。 在提高s h 的线性度方面，具体包括： 1 ) 应用开关电容型s h 。显然针对高精度a d c 应用，开环结构的s h 电路 不能提供足够的线性度。闭环结构的s h 中，电荷重分布式结构的传递函数与电 容的比值相关，因而受工艺匹配度影响较大；而电容翻转式结构中电容的比值取 值于其自身，与其他电容无关，因而线性度较高。国外大部分文献中采用开关电 容式结构的s h 。 2 1 线性化采样开关。采样开关的非线性因素是影响s h 线性度的关键因素， 因此目前有多种技术提高其性能，如栅压提高线性化开关，栅压自举线性化开关 世 号fo 3 ) 应用延迟锁相环电路( d e l a yl o c kl o o p ，d l l ) 产生低j i t t e r 噪声的时钟信 号，提高系统信噪比。精度达到1 2 b i t 以上时，受时钟影响的孔径时间不确定性 会引起采样点偏移，从而导致采样保持电路信噪比降低，因此需要采用d l l 技术 产生更精确的片上时钟以减小孔径时间不确定性。 在提高s h 的速度方面，发展趋势可分为： 1 ) 采用更先进的工艺，减小m o s 管沟道尺寸，提高速度。 2 ) 充分利用时钟周期，应用c d s ( c o r r e l a t e dd o u b l es a m p l i n g ，相关双采样) 理论在时钟的上下边沿分别采样，在不增加过多电路结构前提下实现双倍采样频 率。 3 ) 根据多通道并行工作原理，应用非均匀采样理论和时间交织结构，以较大 的电路尺寸和复杂度来换取足够高的速度。 国际上，各著名大学和实验室里都有大量的研究人员从事于各种模数转换器 的结构与基础研发工作，其研究目标主要集中在新型转换器系统结构、单元电路 和具体的技术难点的突破。采样保持电路作为刀转换器的关键单元，其线性度、 噪声、增益、输入输出范围和对后端的驱动能力都直接影响到后面各个子模块的 工作，其性能高低直接限定了整个a d 转换器的精度和速度。从他们的研究成果， 第l 苹绪论 可以了解到采样保持电路发展的动态。 1 9 8 4 年，美国加州大学洛杉矶分校g a b o rc t e m e s 提出了一种运放失调补偿 的开关电容电路，该电路避免了每个时钟周期输出复位，从而降低了对运放摆率 的要求l 引。 1 9 9 5 年，o r e g o ns t a t e 大学g a b o rc t e m e s 提出了使用c d s 预测输出增益补 偿的开关电容采样保持电路，该电路可以在不复位输出的情况下，消除失调，将 运算放大器有限增益的影响降到l a 2 阶【9 1 。 2 0 0 1 年，美国p a r m a 大学a n d r e a 等人研究出一种使用源随器采样开关的新 型采样保持电路。采用标准0 3 5 u mc m o s 工艺，达到1 0 位1 8 5 m h z 采样率的 要求。缺点是该源随器采样开关需要一种可工作在耗尽区的特殊器件，提高了制 造成本【1 0 】。 2 0 0 2 年，台湾交通大学研究出一种基于传统f l i p a r o u n d 结构的预充电采样 保持电路。该电路的关键技术是对运算放大器进行预充电。该技术优点是在保证 了采样的精度基础上，提高了采样速度并降低了功耗。该电路采用0 2 5 u m 标准 c m o s 工艺，成功应用于1 2 位1 0 0 m h z 采样率时间交织结构的a d c t 】。 2 0 0 5 年，印度科学技术学院电子工程实验室提出了一种可用于双采样技术的 时钟系统。该系统主要是通过对不同通道采样时钟延迟时间的控制，有效的消除 了双采样电路中电容失配、采样开关的电荷注入等各种非理想因素的影响。对于 提高系统精度而言，有很强的吸引力。然而，该时钟系统比较复杂，消耗了更多 的功耗和面积【1 2 】。 2 0 0 6 年，美国公司等人设计了可用于采样幅度高于电源电压信号的低压自举 开关，采用0 3 5 u m 双阱工艺流片实现，测量结果显示在1 2 v 电压下可传输幅度 为0 6 v 的输入信号【1 3 】 目前，国内对于a d 转换器的研究主要集中在中等转换速度、中等精度的范 畴。我国从7 0 年代开始研制a d 以转换器，至今已研制出8 位、l o 位、1 2 位、 1 4 位、1 6 位的产品，但产品的性能还远远达不到高端应用要求，高端a d 还处 于高校和科研院所的研究阶段【1 4 - 2 2 1 。 综上所述，采样保持电路是本领域研究的热点。其技术难点的突破，是实现 高速高精度的关键。因此，如何提高它的性能，促进高速高精度产品的研究与开 发，是我们始终都要关注的问题。 1 3 选题的意义 随着电子产业数字化程度的不断发展，逐渐形成了以数字系统为主体的格 北京l - ：l k 大学- t 学硕士学位论文 局。a d 转换器作为模拟和数字电路的接口，正受到日益广泛的关注。随着数字 技术的飞速发展，人们对a d 转换器的要求也越来越高，新型的模拟数字转换 技术不断涌现。 计算机、数字通讯等数字系统是处理数字信号的电路系统。然而，在实际应 用中，遇到的大都是连续变化的模拟量，因此，需要一种接口电路将模拟信号转 换为数字信号。a d 转换器正是基于这种要求应运而生的。 数字处理系统正在飞速发展，在视频领域，高清晰度数字电视系统( h d t v ) 的出现，将广播电视推向了一个更高的台阶，h d t v 的分辨率与普通电视相比至 少提高了一倍。在通信领域，过去无线通信系统的设计都是静态的，只能在规定 范围内的特定频段上使用专用调制器、编码器和信道协议。而软件无线电技术 ( s d r ) 能更加灵活、有效地利用频谱，并能方便地升级和跟踪新技术，大大地推 动了无线通信系统的发展。 在高精度测量领域，高级仪表的分辨率在不断提高，电流到达ua 量级，电 压到达m v 甚至更低；在音频领域，各种高性能专业音频处理设备不断涌现，如 d v d 。a u d i o 和超级音频c d ( s a c d ) ，它们能处理更高质量的音频信号。 为了满足数字系统的发展要求，a d 转换器的性能也必须不断提高，它将主 要向以下几个方向发展：高转换速度：现代数字系统的数据处理速度越来越快，要 求获取数据的速度也要不断提高。比如，在软件无线电系统中，a d 转换器的位 置是非常关键的，它要求a d 转换器的最大输入信号频率在1 g h z 和5 g h z 之间， 以目前的技术水平，还很难实现。因此，向超高速a d 转换器方向发展的趋势 是清晰可见的。 高精度：现代数字系统的分辨率在不断提高，比如，高级仪表的最小可测值 在不断地减小，因此，a d 转换器的分辨率也必须随之提高；在专业音频处理系 统中，为了能获得更加逼真的声音效果，需要高精度的a d 转换器。目前，最 高精度可达2 4 位的a d 转换器也不能满足要求。现在，人们正致力于研制更高 精度的a d 转换器。 低功耗：片上系统( s o c ) 已经成为集成电路发展的趋势，在同一块芯片上既 有模拟电路又有数字电路。为了完成复杂的系统功能，大系统中每个子模块的功 耗应尽可能地低，因此，低功耗a d 转换器是必不可少的。在以往的设计中， 5 m s p s8 1 2 位分辨率a d 转换器的典型功耗为1 0 0 1 5 0 m w 。这远不能满足 片上系统的发展要求，所以，低功耗将是a d 转换器一个必然的发展趋势。 1 9 7 0 年代初，由于m o s 工艺的精度还不够高，所以模拟部分一般采用双极 工艺，而数字部分则采用m o s 工艺，而且模拟部分和数字部分还不能做在同一 个芯片上。因此，a d 转换器只能采用多芯片方式实现，成本很高。1 9 7 5 年， 一个采用n m o s 工艺的1 0 位逐次逼近型d 转换器成为最早出现的单片a d 第1 章绪论 转换器。1 9 7 6 年，出现了分辨率为l l 位的单片c m o s 积分型a d 转换器。此 时的单片集成a d 转换器中，数字部分占主体，模拟部分只起次要作用；而且， 此时的m o s 工艺相对于双极工艺还存在许多不足。1 9 8 0 年代，出现了采用 b i c m o s 工艺制作的单片集成a d 转换器，但是工艺复杂，成本高。随着c m o s 工艺的不断发展，采用c m o s 工艺制作单片a d 转换器已成为主流。这种a d 转换器的成本低、功耗小。1 9 9 0 年代，便携式电子产品的普遍应用要求a d 转 换器的功耗尽可能地低。当时的a d 转换器功耗为m w 级，而现在已经可以降 到o w 级。a d 转换器的转换精度和速度也在不断提高，目前，a d 转换器的转 换速度已达到数百m s p s ，分辨率已经达到2 4 位。 对连续时间的模拟信号的数字化转换分为两步：以均匀的时间间隔采样模拟 信号和将采样得到的模拟电压量化为数字码。两者可以同步实现，如典型的f l a s h 结构a d c ，也可以分别进行。但在p i p e l i n e a d 中两者必须分开进行。因为大部 分量化电路处理不变信号的能力强于处理变化信号的能力，所以将时域上的离散 化与信号幅值的离散化分开处理，利用单独的采样保持电路输出稳定的采样信 号，再通过量化电路处理，可得到更优的性能。 在a d 转换应用中p i p e l i n ea d c 2 3 】是宽带奈奎斯特a d c 中最常用和最有效 的结构。下面以p i p e l i n e 结构为例进行分析。在p i p e l i n e 结构的a d 转换电路中， 采样保持电路通常是功耗最大的模块。p i p e l i n e a d c 依托多级结构，利用低精度 a d c 子级电路，分时分级转换输入信号，精度适用范围较宽，可达到较高的采 样频率，且集成度高的优势。相对于其他可用类型的奈奎斯特a d c ，p i p e l i n e a d c 的优势在于：电源电压可低至1 v 以下，便于与主流数字c m o s 数字工艺兼容， 低功耗优势明显：多级结构便于引入校正算法，通过数字校正处理，可达到较高 的精度和线性度；工艺兼容性强，兼容c m o s 、b i c m o s 和b i p o l a r 等工艺。所 以p i p e l i n ea d c 成为高速奈奎斯特a d c 的主流。p i p e l i n ea d c 结构的流行决定 了采样保持电路的重要性。 采样保持电路的性能决定了整个a d 转换器的性能，采样保持电路后续各级 数据转换的精度不可能超过它的转换精度。s h 电路的采样速率，线性度以及噪 声性能决定性地影响着a d c 系统的速度和精度。 在t i ，a d i 公司的高速a d 产品中，均有s h 结构。图1 2 为n a t i o n a l 公司 采样保持电路l f 3 5 8 的结构框图，由于其作为独立芯片使用，其性能要求与本 课题设计略有差别，但足以说明问题。 本课题采用上华标准c m o s 工艺，从采样保持模块的线性特性，噪声，建立 时间特性等方面来设计，分析采样保持电路。 因此研究影响高速采样保持电路线性度的因素和相应提高技术对高速、高精 度a d c 的研发具有重要意义。 北京工业大学工学硕+ 学位论文 1 4 论文的内容安排 图1 - 2l f 3 5 8 的结构框图 f i g 1 - 2d i a g r a mo fl f 3 5 8 本文从采样保持的电路原理入手，着重分析了运算放大器，低失真模拟开关， 开关电容电路，阐述了电路失真和噪声的机理，分析了降低失真和噪声的方 法。论文的结构安排如下： 第一章简要阐述了采样保持电路的基本原理，研究历史与国内外发展现状， 最后介绍了课题的研究意义。 第二章简要介绍了采样保持电路的各项参数及测量方法，包括失真特性等， 为采样把持电路的设计分析做铺垫。 第三章主要详细阐述了采样保持电路的各个模块的设计，分析，包括运算放 大器，电压自举开关，开关电容电路。 第四章是版图设计，首先介绍了本设计所用的工艺，然后着重说明了版图设 计中的注意事项和相关技术。 第五章仿真与验证，着重介绍了电路各个模块的电路仿真结果，并对仿真结 果进行进一步的分析。 第2 章采样保持电路性能分析 第2 章采样保持性能分析 2 1 采样保持电路的非线性 2 1 1 非线性的概念 在单击与差动放大器中，电路经常表现出某种非线性的输入输出特性，如图 2 1 所示，随着输入幅度的增加，特性曲线偏离了直线。电路的非线性特性可以 看成是斜率以及小信号增益随着输入电平的变化，这意味着，对于输入端一个给 定的增量变化，在输出端就会产生依赖于输入端直流电平的不同的增量变化【2 1 。 u tj a c t u 钿a 1 酬_ 一 - 一 y i n 图2 1 非线性系统的输入输出特性 f i g 2 1i n p u ta n do u t p u tc h a r a c t e r i s t i co fn o n l i n e a rs y s t e m 在许多模拟电路设计中，精度要求很小的非线性，电路的输入输出特性y ( t ) 可以采用泰勒展开来近似表示，如式( 2 1 ) ： y ( f ) = 口i x ( f ) + 口2 x 2 ( t ) + a 3 x 3 ( f ) + ( 2 1 ) 非线性的度量采用在输入端施加正弦激励，测量其输出端的谐波成分来表 示，如公式2 - 2 通过将所有谐波分量能量之和用基频能量归一化来表示，一般成 为总谐波失真，如公式2 - 3 ，若把n 次谐波能量用基频能量归一化，则成为n 次 谐波失真。 y ( t ) = 口i a c o s c o t + a 2 a 2c o s 2c o t + a 3 a 3c o s 3 纠+ 刮c o s 褂竿【1 + c o s ( 2 删+ 竿【3 c 。s o s ( 3 m ( 2 - 2 ) t h d ：( a 2 a 2 2 ) 2 + ( a - 2 a 3 2 ) 2 r + 一 ( a r i a + 3 a 3 a 3 4 + ) 2 ( 2 3 ) 对于差分电路，偶次谐波将会消失，只有奇次谐波影响，因此可以提高电路 的非线性失真特性。 2 。1 2 单端电路与差分电路的非线性 。i 粤简单分析单端电路和差分电路的非线性【2 】，如图2 2 所示，两个电路的 小信号电压增益均被设计为式( 2 4 ) ： f4 f 。= 心巳詈( 一) 譬设给两个电路均施加个信号v m c o s 叭，为简化分析，仅分析漏端电流， 共源级，我们可以写出式( 2 5 ) 。 d u t 图2 - 2 相同电压增益的单端与差劫放大器 f i g 2 2s i n g l ee n d e da n dd i f f e r e n t i a la m p l i f i e rw i t hs a m e v 。l t a g eg a i n ( 2 4 ) 对于 l o 。= 吾以孚( 一+ 圪c o sc o t ) ： 2 互1 w l ( v o s 一) 2 + 以c 甜等( 一) 圪c 。s 纠 + 主以气芋嘶o s 2 国f 因此，二次谐波振幅a h 。2 用基频a f 归一化的结果为 ( 2 - 5 ) 4 4 ( 一) ( 2 6 ) 竺式曼： 以看出，失真度与输入信号幅度成正比，与输入管的过驱动电压矗主 l ! ! ! j ，! 此在设计低失真的信号处理电路时，m o s 管的过驱动电压，不宜聂j ：一 同时还可以看到，电路的偶次谐波失真较为严重。 一 第2 章采样保持电路性能分析 注意： 【3c o sc o t + e o s ( 3 c o t ) c o s c o t = = _ 一 4 i d i - - 厶：= 芝1 t c ow l 吃 = 心巳譬圪( 一) 鸬w le ( v o s 一例1 一南】 弼警吃( 一) 圪c o s 缈t - 瑞 盱赢杀 c o s 彩t - g m 端陋7 ， 蚌 4 3 2 ( v c s 一) 2 ( 2 - 8 ) 式( 2 6 ) ，式( 2 8 ) 的结果表明，在提供相同的电压增益与输出摆幅的情况下，与单 端输出电路相比差动电路呈现的失真要小得多，这是差动电路优于单端电路的典 型例证。 2 1 3 改善非线性特性的方法心1 1 利用全局负反馈 如图2 3 所示，假定系统为一个轻度负反馈系统。 j c f )y ( f ) 图2 3 含有非线性前馈放大器的反馈系统 f i g 2 3f e e d b a c ks y s t e mw i t hn o n l i n e a rf e e d f o r w a r da m p l i f i e r 假定图2 - 3 系统的输入输出特性为式( 2 9 ) y o ! l x + 0 1 2 x 2 ( 2 9 ) =纽 到得 北京丁业大学工学硕士学位论文 施加激励x ( t ) = v m c o s w t ，假定输出包含一个基频分量和一个二次谐波分量，如式 ( 2 一l o ) ， y = a c o s o t + b c o s 2 c o t ( 2 - 1 0 ) 因此得到输出为式( 2 1 1 ) - 胁咄( 呐) _ 口：( _ 堆泐】c o s c a t + - a 肛华c o s 2 c o t 】+ “( 2 - 考虑到为轻度负反馈系统，化简得到式( 2 1 2 ) b 一口2 圪1 1 口2 q ( 1 + 肚j ) 2 ( 2 1 2 ) 由式( 2 1 2 ) 可以看到二次谐波的相对幅度大大减小。 2 线性化技术 虽然放大器采用全局反馈可以得到较高的线性度，但反馈电路的稳定性及稳 定时间限制了该种放大器在高速条件下的应用。因此人们发明了很多别的线性化 技术，最简单的方法就是采用线性电阻的源级负反馈。该线性化技术在o t a c 滤波器中应用较多。 3 采用全差分结构 由式( 2 6 ) ，式( 2 - 8 ) ，如果输入电压幅度v m = o 2 ( v g s v r t h ) 则式( 2 5 ) ，式( 2 7 ) 产生的失真分别为5 和0 1 2 5 ，因此可以说全差分结构可以大大减小非线性。 本文采用方法l 和方法3 来降低电路的非线性的影响。 2 2 采样保持电路的噪声幢1 我们可将噪声定义为电子系统中任何不需要的信号。噪声会导致音频信号质 量下降以及精确测量方面的错误。 噪声包括固有噪声及外部噪声，这两种基本类型的噪声均会影响电子电路的 性能。外部噪声来自外部噪声源，电路所受到电源、地线、或衬底的随机干扰， 典型例子包括数字交换、6 0 h z 噪声以及电源交换等。固有噪声由电路元件本身 生成，最常见的例子包括宽带噪声、热噪声以及闪烁噪声等。本文将介绍如何通 过计算来预测电路的固有噪声大小，包括：热噪声和闪烁噪声( 1 f 噪声) 。 如 何采用s p i c e 模拟技术，以及噪声测量技术等。 热噪声由导体中电子的不规则运动而产生。由于运动会升高温度，因此热噪 声的幅度会随温度的上升而提高。我们可将热噪声视为组件( 如电阻器) 电压的 不规则变化。图2 - 4 显示了标准示波器测得的一定时间域中热噪声波形，我们从 图中还可看到，如果从统计学的角度来分析随机信号的话，那么它可表现为高斯 分布曲线。我们给出分布曲线的侧面图，从中对比可以看出它与时间域信号之间 至：茎耋至堡堡呈塑篁! ! 竺! ： 的关系。 口m l d ”柙 图2 4 在时间域中显示自噪声以及统计学分析结果 f i g2 4 d i s p l a y t h e w h i t en o i s ea n ds t a t i s t i c sa n a l y s i s m s u l t s i n t i m e d o m a i n 如果我们要将r i m s 热噪声电压转化为峰值对峰值噪声的话，那么必须记住 的一点是：噪声会表现为高斯分布曲线。概率分布函数对我们将r a m s 热噪声电 压转化为峰值对峰值噪声非常有用。请注意，高斯分布曲线的尾部是无限延伸的， 这就是说，任何噪声电压都是可能的。尽管理论上确实如此，但就实际情况而言， 极大的瞬时噪声电压发生的可能性不大。举例来说，我们检测到噪声电压在3 0 与+ 3 a 之间的概率为9 97 。换言之，噪声电压超出该范围的概率仅为03 。 因此我们通常将噪声信号的峰值估算为3 0 ( 即6 0 ) 。请注意，也有些工程师 将噪声的峰值估算为66 a 。人们对到底如何估计这个数值没有定论。图2 - 5 显示， 6 8 的噪声都会1 i 超过2 a 。表2 1 总结了测量噪声电压时标准偏差与概率之间 的关系。 时域信号 3 0 噪声分布 一3 口 图2 - 5 标准变差与噪声峰值甸的关系 f i g2 - 5i l l u s t r a t e s h o ws t a n d a r d d e v i a t i o n r e l a t e s t op e a k - t o p e a k 北京工业大学工学硕士学位论文 表2 1 标准偏差数与测量概率百分比 t a b l e2 一ln u m b e ro fs t a n d a r dd e v e a t i o n sa n dp e r c e n t a g ec h a n g eo fm e a s u r i n g 鼍准羞量量压i 事搴 2 a ( 譬；：o )8 8 3 3 0 ( 盯1 5 0 ) 8 6 6 4 a ( 【2 a ) 9 5 4 5 a ( 断2 5 a ) 9 8 8 6 口( 断3 a ) g g 7 8 6 “繇3 加) i 9 9 g 2 2 1 电阻的热噪声 导体中电子的随机运动尽管平均电流为零，但是它会引起导体两端电压的波 动。因此，热噪声频谱与绝对温度成正比。如图2 6 所示，电阻r 上的热噪声可 以用一个串联的电压源来模拟，其单边谱密度为 s v ( 厂) = 4 k t r ，f 0 r ，1 补 、一一一， 式中k = 1 3 8 1 0 七3 j k 是波尔兹曼常数。注意s v ( o 的单位是v 2 h z ，因此，我们 可以写出矿2 | 4 k t r ，这里上划线表示平均值。尽管4 k t r 这个量实际上是噪声电 压的平方均值，但实质上噪声电压是由它给出的。式( 2 1 3 ) 间接表明热噪声是白 噪声。实际上，s v ( o 在高达1 0 0 t h z 的频率下都是平坦的，而在更高的频率时下 降。对我们来说，白噪声谱已是很精确的了。因为噪声是一个随机量，因此图 2 - 6 中使用的电压源的极性是不重要的。不过，一旦选定极性，在整个电路分析 中都必须保持不变，以便得到一致的结果。 叫h 叫7 卜咱 无囔声电阻 图2 - 6 电阻的热噪声 f i g 2 - 6t h e r m a ln o i s eo fr e s i s t o r 2 2 2 开关的k t c 噪声 积分器阵列中会用到开关电容电路，当信号通过开关被采样电容采样时，开 关的k t c 噪声也会被采样到电容上。开关在导通时可以用一个电阻代替，因此 k t c 噪声的实质就是热噪声。这里我们通过计算一个r c 低通滤波器的总输出 b n 阳 一 蹦觚 第2 章采样保持电路性能分析 噪声功率，来说明开关的k t c 噪声。如图2 7 所示，用一个串联电压源v r 模拟 r 上的噪声，噪声传输函数如( 2 1 4 ) 所示。 r足 图2 7 低通滤波器产生的噪声 f i g 2 - 7n o i s eg e n e r a t e db yl o wp a s sf i l t e r v o u tj 1 ：上 _ _ ( r c s + i ( 2 1 4 ) 由式( 2 1 4 ) 可以得到输出噪声谱的数学表达式： 鼽删刮叫等d 国卜豫南协 在频域上对输出噪声谱积分可以得到总噪声功率： 帅忙f 番妒= 萼 协 应当注意到k t c 噪声与r 值无关，原因是虽然更大的r 值会使得每单位带 宽的相关噪声增加，但同时又会减小电路的总带宽。如是，对于固定的温度环境 只能通过增加c 值来减小k t c 噪声，这一事实给模拟电路的设计带来许多困难。 2 2 3m o s 管的热噪声 m o s 管的热噪声是在沟道中产生的。可以证明，对于工作在饱和区的长沟 道m o s 器件的沟道热噪声可以用一个连接在漏源两端的饿电流源来模拟，如图 2 8 ，其谱密度为： f ：= 4 k r ；, g 。 ( 2 1 7 ) 对于长沟道晶体管，系数y 等于2 3 。对于深亚微米m o s 晶体管，y 值会更 大，在某种程度上，y 也随着漏源电压的改变而改变。理论上如何确定y 还在积 极地研究中。 北京- t 业大学工学硕士学位论文 瓦24 k t t g 。 图2 - 8m o s f e t 的热噪声模型 f i g 2 - 8t h e r m a ln o i s em o d e lo fm o s f e t m o s 晶体管的欧姆区也有热噪声，从图2 - 9 的项视图中可以看到栅、源和漏 材料都有一定的电阻，因而产生噪声。 g 嚏 图2 - 9 表示各端电阻的m o s 晶体管的版图 f i g 2 9d e t a i l so fm o st e r m i n a lr e s i s t e r 尽管栅电阻在沟道中产生的热噪声只受器件跨导控制，但是通过适当的版图 可以减小r g 的影响，比如将器件折叠，如图2 1 0 图2 1 0 减小栅电阻的方法 f i g 2 10r e d u c et h eg a t er e s i s t a n c e 2 2 4m o s 管的闪烁噪声 在m o s 晶体管的栅氧化层和硅衬底的界面处是硅单晶的边界，因而出现许 多“悬挂”键，产生额外的能态，如图2 1 l 所示。当电荷载流子运动到这个界 面时，有一些被随机地俘获，随后又被这些能态释放，结果，在漏电中产生“闪 烁 噪声。除了俘获，一些其它机制也能产生闪烁噪声。 篓：耋垂堑堡篁皇矍堡璧坌尘 恳空重+ 虿孓i 弼 多晶硅 娃星体 圈2 】i 氧化物和硅界面处的磕挂键 f i g2 - 1 1d a n g l i n g b o n d sa t t h e o x i d e s i l i c o n i n t e r f a c e 与热噪声不同，闪烁噪声的平均功率不容易预测。氧化物一硅界面的质量对闪 烁噪声取值影响很大并且随c m o s 工艺的不同而改变。闪烁噪声可以更容易 地用一个与栅极串联的电压源来模拟，近似的由式( 2 - 1 8 ) 表出： f ：土 1 c w 耽r ( 2 1 8 ) 式中k 是一个与工艺有关的常量，数量级为1 0 2 5 v 2 f 。闪烁噪声的频谱与频 率成反比，因此也叫1 f 噪声( 闪烁噪声) 。要减小1 f 噪声，就必须增加器件面 积。p m o s 器件的l ，f 噪声比n m o s 器件的低，因为前者输运空穴是在“埋沟” 中，即在和硅一氧化物界面有一定距离的地方。尽管如此，p m o s 和n m o s 晶体 管的这个差别并没在试验中观察到。 对于一个给定的器件，可咀用热噪声作为参考对l f 噪声进行量化。如图2 - 1 2 所示在同一座标系中画山热噪声和1 f 噪声的频谱，把圈中的交叉点对应的频 率称为l f 噪声的“转角频率( f c ) ”，如式( 2 1 9 ) 。对于被i f 噪声干扰的最厉害 的频带部分。这个交叉点可毗作为一种度量点位。对于弧微米晶体管其值落在 5 0 0 1 d i z 到1 m h z 附近。 2 0 t o g 幽2 1 2l 仃噪声的转角额牢 f i g2 - 1 2 c o n c e p to f f n o i c o m e r f r e q u e n c y i ! 星三些奎兰三兰堡耋兰堡兰圣 ，：上。三 。c