（微电子学与固体电子学专业论文）高速cmos+ad转换器的设计研究.pdf

摘要 摘要 随着数字通信系统的发展，高速数字处理系统对模拟信号和数字信号之间的 转换要求越来越高。高速模数转换器已经成为当今模拟集成电路的研究热点。 本文在对比分析各种高速c m o s 模数转换器结构和特点的基础上，深入研究了 采样保持的基本原理，对采样开关的沟道电荷注入、时钟馈通等非理想因素进行 了理论分析，讨论了消除这些非理想因素的办法。在讨论了采样电容的选择和采 样开关的优化设计之后，设计了种用于1 0 位分辨率，5 0 m n z 流水线a d c 的全差 分开关电容采样保持电路。该采样保持电路采用底极板采样技术。基于现代标准 c o m s 技术，采用t s m c0 2 5 u m 标准c m o s 模型，在c a d e n c e 环境运用s p e c t r e 仿 真软件下得出，采样保持电路的输入范围为2 v ，建立时间为3 3 n s 仿真证明电 路能够很好的抑制各种非理想因素。采样保持电路中的运算放大器采用折叠共源 共栅结构，该运放采用增益提高技术增加了直流开环增益，并保持了共源共栅运 放在频率特性方面的优点。主运放采用开关电容共模反馈电路，辅助运放由于采 用了单端输出结构而省去了共模反馈电路。仿真结果表明，在单电源电压下，运 算放大器的直流开环增益为9 3 5 d b ，单位增益带宽为2 4 1 m n z ，相位裕度为6 8 。， 完全能够满足采样保持电路的要求。此外，对流水线型a d 转换器中动态比较器、 时钟发生器、数字校正电路及版图原则方面也做了一定的研究。 关键词：流水线模拟转换器采样保持电路c m o s 运算放大器 a b s t r a e t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fm o d e md i g i t a lc o m m u n i c a t i o ns y s t e m s ，h i 曲一s p e e dd i g i t a l p r o c e s s i n gs y s t e mc r e a t e sag r e a td e m a n df o rh i 曲c o n v e r s i o nr a t eb e t w e e na n a l o g s i g n a la n dd i g i t a ls i g n a l ，a n dh i g h - s p e e da d ch a sg a i n e dal o to fi m p o r t a n c ea n d i n t e r e s t b a s e do nt h ea n a l y s i so fc h a r a c t e r i s t i c so fd i f i e r e n th i 曲一s p e e dc m o sa d c a r c h i t e c t u r e s t h i sp a p e rs t u d i e st h ev a r i o u sa s p e c t so fm o d e ma d ci s s u e ss u c ha st h e p r i n c i p l eo fs a m p l ea n dh o l d ，t h ec h a r g ei n j e c t i o ni n t ot h ec h a n n e lo fs a m p l i n gs w i t c h , c l o c kf e e dt h r o u g ha sw e l la so t h e rn o n i d e a l i t i e s u s i n gt s m co 2 5m i c r o n ss t a n d a r d c m o sp r o c e s s ，af u l l yd i f f e r e n t i a ls cs hc i r c u i tw h i c hi su s e di na10 b i t5 0 m h z p i p e l i n ea d c i sd e s i g n e d n l eb o t t o ms a m p l i n gt e c h n i q u ei sa d o p t e di nt h i ss hc i r c u i t s i m u l a t i o ni sp e r f o r m e di nc a d e n c eb yu s i n gs p e c t r e t h ei n p u tr a n g ei s2 v , t h es e t t l i n g t i m ei s3 3 n s s i m u l a t i o nr e s u l ts h o w st h a tt h en o n i d e a l f l i e sc a nb ee l i m i n a t e d t h e p r o p o s e ds hc i r c u i tu s e sf o l d e dc a s c o d es c h e m ew i t l lg a i nb o o s t i n gt e c h n i q u e t h i s a r c h i t e c t u r ec a l lb o o s tt h eo p e n - l o o pg a i na n di m p r o v et h es t a b i l i t yi s s u e n 圮m a i n o p a m pu s e ss cc m f bt os t a b l et h ed cl e v e lw h i l et h ea u x i l i a r yo p a m p su s es i n g l e o u t p u tw i t h o u tc m f b t os a v ea r e a n l er e s u l ts h o w st h a tu n d e rs i n g l es o l l l c a ：p o w e r , t h e o p e n - l o o pg a i no fo p a m pi s9 3 5 d b ，u n i t yg a i nf r e q u e n c yi s2 4 1 m h z ，a n dt h ep h a s e m a r g i ni s 6 8d e g r e e ，w h i c hc a l l f u l l ys a t i s f yt h es p e c i f i c a t i o n s t i l l ，t h ed y n a m i c c o m p a r a t o r i np i p e l i n ea d c ，c l o c kg e n e r a t o r , d i g i t a lc a l i b r a t i o nc i r c u i ta n ds o m e p r i n c i p l eo fl a y o u ta r ea l s od i s c u s s e da n da n a l y z e di nt h i sp a p e r k e y w o r d s ：p i p e l i n ea d c ，s i - ic i r c u i t ，c m o s ，o p a 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即；研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。( 保密的论文 在解密后应遵守此规定) 本人签名： 导师签名： 日期：圣丝z ：! ：三 日期：童2 1 z ：! 兰 第一章绪论 第一章绪论 1 1 研究背景 计算机技术和通信技术的发展是现代社会发展的动力，各个国家都对其核心 技术之一的微电子技术都给予了高度的重视，微电子技术的发展已经成为衡量一 个国家在信息领域成就的标志。现在集成电路应用领域日益拓展，随着制造工艺 的成熟和标准化，以及设计工具和设计方法的不断完善，集成电路的设计技术将 得到更为迅猛的发展。 现代集成电路分为数字集成电路和模拟集成电路。正如它们的名字一样，数 字集成电路是对数字信号进行处理的，模拟集成电路是对模拟信号进行处理的。 随着计算机技术和数字系统在各个领域中的广泛应用，就需要将模拟信号转换成 数字信号，因为只有数字信号才能被数字系统识别。同时，在许多情况下，系统 最后得到的数字结果需要再变换成模拟信号，用于进行信号传输。这时，数据转 换电路( 模拟数字转换器和数字，模拟转换器) 就出现了，它是一种模拟和数字混 合信息处理电路，是模拟集成电路的一个重要组成部分，即模拟接口电路，它是 数字信号和模拟信号转换的桥梁。 a d c 是英文a n a l o g t od i g i t a lc o n v e r t e r 的缩写，中文翻译为模拟数字转换器。 a d 和d a 转换器实现了连续的物理电量和数字逻辑电路之间的通信。近几十年 来，a d 和d a 转换器已发展成大规模集成电路的产品。 数据转换器电路含有模拟和数字信号两种电路单元，内部电路结构复杂，元 件精度要求非常高，在设计和工艺两个方面给工程师带来了极大的困难。我国在 这方面仍是薄弱环节，这已经成为我国集成电路向更高水平发展的瓶颈，因而加 速数据转换技术的发展研究是我们不可回避的重要课题。 1 2 国内外发展状况 随着计算机技术、多媒体技术、数字信号处理技术、微电子技术的发展，电 子技术的应用已经渗透到民用领域的各个角落，不断推出先进的电子系统。在现 代先进的电子系统前端和后端都将应用到a d 转换器，以改善数字处理技术的性 能，特别是诸如雷达、声纳、高分辨率视频和图像显示、医疗成像、高性能控制 器和传动器，以及包括无线电话和基站接收机在内的现代数字通讯系统等应用对 2高速c m o sa d 转换器的设计研究 高速、高分辨率的a d 转换器的需求不断增加。特别是随着传感器和微处理器的 数据处理及管理能力的提高，对a d 转换器的需求日益增长。因此，a d 转换器 的市场呈现稳步增长的发展趋势。特别是移动通信的发展，对模拟电路提出了更 宽频带和更大动态范围的要求。对于a d c 意味着更高的转换速率和更低的系统噪 声。因此现代高速a d c 一般具备以下主要特点：( 1 ) 将尽可能多的外围单元电路 如，基准电压源、采样保持电路和a d c 集成在一块。( 2 ) 采用单电源低电压技术， 把功耗降到最小。 在a d 的研究、设计和制造领域，国外起步较早，发展速度快，发展全面。 而国内起步晚，发展速度较慢，主要集中在低端产品领域。 在业内，国外的公司的产品几乎占领了整个高端市场。a d 、t i 等国外大公司 纷纷推出速度更快、分辨率更高的产品。如1 1 公司推出的a d s 5 5 0 0 系列，是一 种单通道1 2 位和1 4 位8 0 、1 0 5 、1 2 5 m s p s a d c 。应用于无线通讯、测试和测量仪 表、通信仪表、雷达、视频和成像、医疗设备等领域。具有非常低的功耗( 6 6 0 m w 一7 8 0 m w ) ，单电源3 3 v 、数据就绪输出时钟、内部基准。在1 0 0 m k 条件下， 其s n r ( 信噪比) 为6 9 d b 到7 2 d b ，s f d r ( 无杂波动态范围) 达到8 2 d b 到8 5 d b ， 输入带宽为7 5 0 m h z ，支持高输入频率以满足欠采样应用得要求。它采用6 4 引脚 h t q f p 封装。 此外还有诸如m a x i m 、p h i l i p s 、s p t 等国外公司生产的包括增益一累加( x e ) 型、s a r 型、流水线型等高性能a d c 。 我国从7 0 年代开始研制a d 转换器，也有一些专门从事a d c 的高校研究所， 如电子科技大学，重庆2 4 所。至今已经研制出8 位、1 0 位、1 2 位的a d c 产品， 主要集中在中低端产品上，性能与国外a d c 相比远远达不到高端应用的要求。 因此高性能c m o sa d c 已经成为国内高校和研究所研究的热点。在速度优化方 面，主要集中在提高单元电路的带宽、减少建立时间等。针对减少建立时间方面， 人们努力提高运算放大器的压摆率，合理的分布极零点，合理的进行大信号建立 和小信号建立的时间分割。在精度优化方面，为了达到l o 位以上的设计精度，人 们从模拟校正和数字校正两方面做了努力。模拟校正有常规的元件匹配校准方法， 还有人们目前正在努力研究的电容变换、电容误差平均等技术。数字校准可划分 为前台自校准技术和后台自校准技术。前台自校准技术时值自校准过程与a d 转 换不能并行进行，在执行自校准时必须通过中断正常a d 转换来实现：后台自校准 技术时值自校准过程与a d 转换可以并行的实现，即自校准过程可以随时进行，而 不影响正常的a d 转换。 为了在a d 转换过程中跟踪和排除由于温度、电源电压等环境因素变化所造 成的影响和误差，需要自校准过程是后台进行的，因此后台连续自校准技术对于 进步提高a d c 性能具有更重要的意义。 第一章绪论 在低压方面，主要有r a i l t o r a i l 的运放设计技术、模拟开关的电压自举技 术和开关运放技术等。在低功耗方面，人们的设计思路是：在不影响功能的情况 下，通过复用技术减少流水线结构中运放、比较器和电容的数目；采用低压运放 和比较器单元；优化流水线a d c 的总体设计，尽量降低对单元电路的性能要求。 因此人们在努力研究级分辨率的优化、级闻缩小技术和单元电路的复用技术。 1 3 本文的主要研究内容 本文共分六章。第一章绪论讨论了高速a d 转换器的研究背景以及国内外发 展的状况。第二章介绍了a d 模数转换器的基本原理，用来衡量高速c m o s 模数转 换器特性的静态和动态指标。对当今各种高速c m o s 模数转换器的结构特点进行对 比和分析，在高速的考虑下，进行了每级1 5 位的流水线a d 转换器结构的分析 和系统仿真工作。第三章对采样保持电路作了理论分析，讨论了m o s 采样开关的 非理想因素以及消除这些非理想因素的方法。第四章在第三章理论分析的基础上， 实际设计了用于高速流水线结构的采样保持电路，并给出了电路的仿真结果。第 五章对高速流水线结构中的动态比较器电路、时钟发生器电路、数字校正电路进 行了设计，并对在版图方面需要注意的问题进行了讨论。第六章对本文所作的工 作进行了总结。 第二章a d 转换器的系统结构及性能指标 第二章a d 转换器的系统结构及性能指标 本章首先介绍a d c 数据转换的基本原理。然后介绍a d 数据转换器的主要性 能指标，包括动态性能指标和静态性能指标。这些都是衡量a d c 优劣的重要指标。 最后介绍现在主流a d c 的结构，并对各种结构的优缺点结合上面提到的性能参数 进行深入分析和对比。 2 1a d 模数转换器的基本原理 a d 数据转换器是将现实世界中连续的模拟信号转换成只有0 和1 两种状态 的数字代码的一种混合信号电路。a d c 系统通常包括，采样保持电路、量化电路、 控制电路。如图2 1 所示。输入信号为模拟信号，经过采样保持电路，通过比较及 数字编码后得到n 位数字输出信号。对于高速a d 转换器来说，输入电压v i 。与 参考电压之间的关系为； = ( 岛2 - 1 + 6 2 2 - 2 + + “2 。”) 巧可 ( 2 1 ) 其中，n 是a d 转换器的输出位数，b i ( i = 1 n ) 为相应数字输出位的值，即1 或0 。 当模拟输入信号v i 。被转换成数字输出信号时，即模拟信号被量化为有限位数 的离散二进制序列，其中的最小权重输入位为最低有效位( l s b ) 。理想a d 转换 器所引起的量化噪声最大值为1 2 l s b 。如果输入信号v i 。 t 2 f i 一,( 3 3 ) 式中岛。是输入信号v j n 的最高频率分量。通常取采样频率为 伊( 2 3 ) ，( 3 4 ) 当今三届“，称为过采样。n y q u i s t 采样定理表明了采样频率和信号频率间的相互关 系，利于我们根据设计指标确定输入信号的最大频率范围。 3 3 采样保持电路的结构 3 3 1 开环结构 上面给出了简化的采样保持电路模型，实际上这样电路是不能驱动任何负载 的，实际电路在电容后加一个缓冲，以便驱动后面的负载。同时增加输入缓冲以 提高输入信号驱动能力和降低保持阶段的电荷泄放。带有输入输出缓冲的采保电 路如图3 3 所示。开环结构的好处在于工作速度快，但是其精度却被失真所限制。 失真的来源由两个方面：一是缓冲放大器的增益非线性，二是与输入信号相关的电 荷注入效应。这些问题在m o s 工艺中更加严重。 3 3 2 闭环结构 图3 , 3 带输入输出缓冲的开环结构采样保持电路 负反馈可以提高线性度，可以用于图3 3 的缓冲增益放大器中，但是这样并 不能解决开关引起的非线性。如图3 4 所示，由于反馈的作用，输出在采样保持 阶段跟踪输入，开关接在第二个缓冲放大器的输入端，实现虚地，使得开关的电 荷注入成为一个常数。开关被断开，输入电压被保存在电容g i 上，此时g i 与第二 个缓冲放大器形成一个反馈环路。 高速c m o sa d 转换器的设计研究 v o u t 图3 4 基本闭环采样保持电路 由于在采样阶段两个缓冲放大器都在反馈环路里面，所以此时电路的稳定性 必须特别注意，同对电路的速度也下降了。通常闭环结构的运用如图3 5 所示。 它没有输入缓冲，因此电容上信号电压建立的更快。保持阶段电容与输入端断开， 并与输出缓冲放大器形成闭环。可以采用下极板采样来避免与输入信号相关的沟 道电荷注入。 y i n 。 图3 5 常见的闭环采样保持电路 3 4m o s 采样开关的非理想因素 u t 通过对采样保持电路的介绍，我们了解到采样保持电路主要是由采样开关和 采样电容组成的。因此，我们要研究采样保持电路的性能就不得不深入考虑采样 开关的性能，特别是分析讨论影响m o s f e t 采样开关的非理想因素。 3 4 1m o s 采样开关的工作原理 在前面介绍的简单模型中，用作采样开关的是一个n m o s 管。这是由于m o s 管 具备下面的特性，首先，当通过m o s 管的电流减小到零时，m o s 管仍然是可以导通 的，第二，漏、源两端的电压不受栅极电压的影响，即栅极电压变化时，漏、源 电压不随之变化。上面两点是姗s 管能够作为采样开关的最重要的特点。双极晶 体管就不具备这两种特点，只有通过采用复杂的电路来实现采样的功能。 通过实验可以得到用m o s f e t 做开关的两点特性：第一，m o s 开关在传输电流时 第三章采样保持电路的研究 2 1 可以双向传输，只需对它的源极和漏极互换角色。第二，如图3 6 所示，当开关 导通时，v o u t 随v i n 的变化而变化，当开关断开后，v o u t 保持为常数。这样，当 c k 为高电平时，电路可以“跟踪”信号：而当c k 为低电平时，电路通过c h 可以“冻 结”v i n 的瞬时值。由于简单的采样保持电路中输入和输出电压之间不会出现直流 偏移，工作在深线性区地m o s 器件有时被称作“零失调”开关。零失调的性质在 模拟信号的精确采样中是十分关键的，而这种性质在双极技术中是不存在的。 h i g h 上 l o w 上 3 4 2 沟道电荷注入效应 图3 6 采样保持电路的跟踪和保持能力 如图3 7 所示，m o s 管处于导通状态时，二氧化硅与硅界面必然存在导电沟道。 对开关管m 而言，在采样结束时刻，c l k 变为低电平，沟道内部的电荷将分别向 m 的源和漏泄放，从而形成电荷注入效应。注入到左边的电荷会被源端吸收不会 产生误差，但是注入到右边的电荷会被沉积在采样电容c 。上，这就会给存储在采 样电容上的电压带来误差。 c l k 工 图3 7 电荷注入效应 假设* 反型层中的总电荷可以表示为： 线= 耽巳( 一) ( 3 - 5 ) 其中，l 为m l 的有效沟道长度，c o x 为单位面积电容如果v g 高电平为v d d ，则 叮 叮 高速c m o sa d 转换器的设计研究 v g s = v d d v i n ，若以系数k 表示注入到电容c h 上的电荷比例( k 为小于1 的常数) ， 则注入到保持电容上的电荷为： q ：m = k w l c 。( v d d 一一巧) ( 3 - - 6 ) 由电荷注入效应而引起的输出电压变化a v 为： vaqch k w l c o ( v d d - v , - v m ) ( 3 7 ) c hc h 例如，假设( ) 曲的一半电荷注入到c 。上，产生的误差就等于 矿= 丝垒坠二坠! = w l c o ( v d d - v , - v m )( 3 8 ) 2 c 2 c 在上图所示的电路中n m o s 开关在输出端以一个负的“台阶”出现，此误差 正比于w l c o x ，并且反比于c 量。在这里忽略衬偏效应的影响，则由于电荷注入而 导致的采样电压的变化量厶矿就是一个与输入信号i o n 有关的函数，因此每次采样 产生的z a v 在不断变化，引入了非理想特性。沟道电荷的注入问题可以通过改善电 路结构来减小。 通过源端和漏端流出的电荷的比值是一个比较复杂的函数。它由许多参数决 定，如每端对地的阻抗，以及时钟的跳变时间。关于这些参数是如何影响的研究 还未得到任何可以预测电荷分配的经验，而且，在很多情况下，这些参数，如时 钟跳变时间是很难控制的，并且大多数的电路模拟软件对电荷注入效应的模拟也 是不精确的。所以以最坏情况估计，我们可以假设全部的沟道电荷注入到了采样 电容上。 最坏的情况是所有电荷都注入到采样电容上，可以得到输出采样电压为： ；一k w l c o , ( v _ d d _ - v ，- 一v m ) ( 3 - 9 ) l ， 上式中忽略了输入和输出相移，加上输出相移的公式为： ：v m ( 1 + 等卜警( v d d 一) ( 3 - 1 0 ) o l 从上式可以得到，采样开关对采样保持电路的输出产生两方面的影响：第一， 非单位增益：i + ( w l ( ：“c ) 。第二，固定的失调电压：( v d d - v r n ) w l 。 一hv 假设沟道电荷为输入电压的线性函数，因此上式只能表现出增益误差和直流 失调。在实际电路中体效应是必须考虑的( 对于在p 阱工艺中的n m o s 管) 。由于： = 。+ 以( i 2 办+ 1 一i 2 办1 ) ( 3 1 1 ) 并且* - v ，所以 第三章采样保持电路的研究 由此可得：n 与的非线性关系在输入输出特性中产生了非线性。进一步 的推导我们可以得到沟道电荷注入会产生三种误差：增益误差、直流失调和非线 性误差。 3 4 3 时钟馈通效应 除了沟道电荷注入，m o s 开关还会通过其栅源或栅漏交叠电容将时钟跳变耦 合到采样电容上。如图3 8 所描述的，这种效应给采样输出电压引入误差。假设交 叠电容固定不变，误差可以表示为： = 老焉 。m ， 图3 8 时钟馈通效应 式中，为单位宽度的交叠电容。误差a v 与输入电压无关，在输入输出特性中表 现为固定的失调。和电荷注入一样，时钟馈通效应也可以产生速度和精度之间的 折衷问题。 3 4 。4k t c 噪声 r o n n 叮毗今h n 一 图3 9 采样保持电路的k t c 噪声 下叶h 在采样保持电路中对电容充电的开关在导通时有导通电阻，这会在输出端弓 入热噪声，并且当开关断开时，这个噪声随同输入电压的瞬时值保存在电容上， 恫茹 刁磊 等刊叫 高速c m o s a d 转换器的设计研究 可以证明这个时候采样电容的均方根值噪声电压近似为西i 虿，图3 9 所示。因 此在高精度采样保持电路中，k t c 噪声问题限制了s c 电路的性能。为了达到低噪 声，采样电容必须足够大，但是这样会增加电路负载并且降低电路工作速度。 3 5 消除沟道电荷注入、时钟馈通效应的办法 差动电路的优点提示我们可以利用差动工作来减小电荷注入的问题。如图 3 1 0 ，我们可以推测出电荷注入被看作是一种共模干扰。但是，因为： 她= w l c = ( 一一一) 幻2 = w l c = ( p 矗一圪2 一2 ) ( 3 - 1 4 ) ( 3 1 5 ) 从上面两式中我们可以看到，只有当吃严时，吼= 吼。也就是说，误 差不能由差动信号全部消除。尽管如此，这种技术还是可以消除固定的失调，并 且降低非线性成分。可以通过下式来理解： 地一舰= 耽巳 ( 2 一) + ( ：一。) 】， = 脱c 0 【2 一1 + y ( 2 如+ 吃2 一2 办+ 吆，) 】 当产时，毋一却：= 0 ，这种情况下表现出没有失调。而且，体效应的 非线性出现在式( 3 - 1 6 ) 的两个平方根项中，结果仅导致奇数阶失真。 v i n v i l l l v i n 2 v o u t l v o u t 2 a 霉l a 鼋j 图3 1 1 带虚拟m o s 开关的采样保持电路 v o u t 第三章采样保持电路的研究 我们假设由主晶体管注入的电荷能够通过另一个晶体管消除。如图3 1 1 所示， 电路中增加了由c k 驱动的虚拟开关 易，当 西断开后，m 2 导通，前者沉积在c k 上的沟道电荷被后者吸收以建立后者的沟道。请注意， 易的源漏极都连在输出结 点上。这样的虚拟晶体管对沟道电荷注入效应有一定的抑制作用，但由于开关晶 体管上源极和漏极等分电荷的假设一般来说是不成立的，所以一般不用这种方法 消除沟道电荷注入效应。有意思的是，在选择w 2 = o 5 w i ，l 2 _ l l 时，时钟馈通效应 被抑制了，这是因为： 一丽摭+ v c k 卟。+ 2 h w 2 c 十o ”丽= 。 如图3 1 2 所示，这时v 棚。的总电荷等于零。 一 工 p 矗口f 弋q 图3 1 2 虚拟开关对时钟馈通效应的抑制作用 3 6 本章小结 本章首先介绍了采样保持电路的开环和闭环两种基本结构，然后讨论了造成 m o s 采样开关发生非理想偏差的因素，包括沟道电荷注入效应，时钟馈通效应和 k t c 噪声。最后讨论了消除这些非理想因素的方法。为下一章采样保持电路的实 现打下基础。 第四章采样保持电路的设计和仿真 第四章采样保持电路的设计和仿真 在前面一章中，我们从电路级出发，详细的讨论了采样保持电路的原理、结 构和分类，并对采样保持电路内部各个模块的功能进行了全面的介绍。本章主要 介绍实际工作中调试的采样保持电路的结构和最终得到的电路仿真结果。 采样保持电路( s h ) 在高速高分辨率模数转换器( a d c ) 中起着关键的作用， 它的速度和精度以及噪声性能直接决定了整个系统的性能。高精度高速的s i - i 通常 采用运算放大器的闭环负反馈结构来实现，因此要求运算放大器具有非常高的开 环增益和高的单位增益带宽。 要实现高开环增益，可以选择多级结构和长沟道器件，但多级结构的每一级 都至少会引入一个极点，造成带宽变小，否则需要进行电容补偿。这种方法不仅 难度较大，而且功耗增加。要实现高的单位增益带宽，可以用单级结构和短沟道 器件，具体可以采用三重共源共栅，折叠式共源共栅，套叠式和增益倍增式结构。 例如三重共源共栅可以达到高速高增益的要求，但是由于管子叠加太多消耗了大 量电压余度，从而输出摆幅较小，性噪比难达要求【3 】。要同时达到比较满意的增益、 带宽和输出摆幅，只能采用折衷结构来实现。这使我们可以实现高速高增益和建 立时间短的运算放大器，而且不用牺牲输出摆幅和噪声性能。 本章介绍的采样保持电路采用全差分结构。这种结构可以很好地消除直流偏 置和偶次谐波失真，抑制来自衬底的共模噪声，使用栅压自举的开关，使采样开关 栅压随输入信号的变化而等量变化，不受输入信号幅度的影响。使用折叠共源共 栅式增益自举运算放大器，能够协调运算放大器有限的增益和所需建立时间的问 题。本文的电路结构简单、速度快、精度高、功耗少。该电路在3 3v 电源电压 下实现了5 0m h z 采样频率，采样精度可以达到1 0 位以上，适用于流水线d 转 换器的前端采样部分，同时，也可以应用于其他高速模拟电路系统中曙j i 埘【l o j 。 4 1 采样电容的选择 采样保持电路中采样电容的选择应该从速度、s n r 和功耗三个方面折中考虑。 采样保持电路的信噪比( s n r ) 是衡量动态特性的一个重要指标，由最大输入信号 的均方值除以等效输入噪声的均方值得到。其对数表示式为： 高速c m o s a d 转换器的设计研究 s n r = 1 0 1 9= 1 0 l g ( 4 1 ) 式中，分母中的第一项代表量化噪声，第二项代表热噪声。开关电容越大，热噪 声越小，s n r 越大。但当开关电容大到一定程度时，电容值的增大对信噪比的改善 将非常有限，另一方面，却使功率增大很多，速度变得很慢【l l 】。 4 2 采样开关的设计和优化 采样保持电路是由采样开关、采样电容和运算放大器组成的。所以，高性能 的开关对整个电路来说是非常重要的。开关影响采样电路的主要因素是导通电阻、 电荷注入和时钟馈通等。 一个简单的n m o s 开关，当开关导通时( 工作在线性区) ，可以将m o s 管视为 一个阻值为凡。的电阻，电阻的公式为； p 一三一 h 2 1 b 以c o 了w r r 【一一一，：，( | ! 丽了。习一4 1 2 妒1 ) 、。 以c 0 了【一一一，：，( 1 2 办+ l _ 忽略体衬偏效应的影响，则公式可以简化为： 2 万而1 ( 4 3 ) 因此，是一个与输入信号v 。相关的非线性电阻，这将在输入信号中引入谐 波失真，极大的影响采样电路的动态特性。我们采用p m o s 和n m o s 并联的c m o s 互 补型开关来减小开关导通电阻。要得到c m o s 开关较好的导通电阻线性度，我们要 对p m o s 和n m o s 宽长比进行匹配和优化。 v s 8 i 图4 1 ( a ) c m o s 开关导通电阻的测试电路 一啊 孚乒匾。孕万 第四章采样保持电路的设计和仿真 也 盈 星n u 召o 宙 j 名o o i n p u tv o l t a g e v 图4 1 ( b ) 导通电阻与输入电压之间的关系 图4 1 ( a ) 为c m o s 开关导通电阻的测试电路，v 。是共模电压，v 。是输入电压。 通过对v 。进行扫描，可以得到不同输入电压对应的导通电阻。图4 1 ( b ) 是在不 同宽度比时，导通电阻和输入电压之间的关系曲线。从图中可见，当宽度比为2 6 1 时，c m o s 开关的导通电阻呈现对称的马鞍型。这时，输入电压在0 到3v 之间 变化，导通电阻的变化最小，故其线性度最好。 4 3 采保运放的设计 运算放大器是采样保持电路的核心部分，其性能的好坏直接决定了后者是否 能够实现其功能。因此，对运算放大器的优化设计显得十分重要。在设计运放时， 它的性能指标完全由流水线a d 转换器的整体性能( 包括转换速率、转换精度) 来决定【4 】【5 】【2 1 1 。 4 3 i 电路拓扑结构的选择 设计一个运放首先考虑的是根据其用途选择一种合适的电路结构。对于我们 要求的用于高速、高精度a d 转换器的放大器，希望其在低的电源电压下有尽可 能高的动态范围，还要考虑诸如建立时间、输入共模范围、输出摆幅、共模抑制 比、电源抑制比、功耗等方面性能的限制。 两级结构放大器、套筒式结构放大器、折叠共源共栅结构放大器是目前常用 的放大器结构。图4 2 ( 8 ) 是一种简单的两级放大器，它的差分输出摆幅是 3 0高速c m o sa d 转换器的设计研究 1 晶。2 比- 4 吃。，其中是电源电压，吃。是使晶体管工作在饱和区的最小玩。 在所介绍的运放中它的输出摆幅是最大的。但缺点是频率性能差，必须补偿。如 果采用传统的m i l l e r 法去补偿，由于m i l l e r 电容的正向馈通，会在右半平面产 生一个零点z = g m 6 e ，g 蝻是图中m 6 管的跨导，由于m o s 器件的跨导比双极器件低 的多，因此这个零点的频率不是很高，与次主极点的频率相近，这使得单位增益 带宽附近的相位裕度减低，从而增加了电路的不稳定性。我们可以通过在补偿电 容c 。串接一个电阻r z 的办法来防止这种情况的发生，r z 的阻值近似等于1 岛6 ，这 样补偿得到的主极点是： 丑= 一= _ 击= ；等- 硌+ 玩，。 k 。 k 2 ( 4 4 ) 1 s e 氏疋24 c c 。 4 ” ” 其中k 、分别是第一级和第二级的小信号输出阻抗，岛，是输入差分管的 跨导，a 是运放的开环增益。次主极点为： 昱= 一雨i g , “丽c o * 一彘 ( t _ 5 ) c l + c l c c + c s cc t + c l 其中c 。是第一级输出节点的等效寄生电容，c 。是负载电容。补偿后的零点变 为； z ：。l l ( 4 - 6 ) c c v g 。6 乩。 可见，适当选取r 。的值，可以将零点移到很高的频率，从而不再影响相位裕 度。但由于工艺的不稳定性，很难精确地做到这一点。另外，为了使电路稳定( 有 足够的相位裕度) ，单位增益带宽g 。，g 必须小于次主极点的频率，而增大次主极 点频率的唯一办法是增加g 。，这要靠增大输出级的功耗来达到。所以这种结构很 难达到我们要求的带宽。此外，该电路的电源抑制比和共模抑制比也不甚理想。 图4 2 ( b ) 是套筒式o p a ，它的优点是：第一，频率特性好，单位增益带宽 大。第二，主极点由负载电容决定，不需要m i l l e r 补偿。第三，在各种放大器结 构中功耗最低。从电路的结构中，我们可以看出，它的次主极点为g m c 其中， g 。，是m 3 、地的跨导，c 。是地或m 。漏极节点的寄生电容。由于1 g 。，远小于晶体管 的输出阻抗么。所以这种结构的带宽更宽、速度更快。另外，由于这种结构只有 两条电流支路，功耗在所有结构中最低。共模输入范围和输出摆幅太小是这种电 路的缺点。为了保证所有管子都工作在饱和区，电路的输出摆幅只有 2 圪一1 0 珞。- 6 p o ，其中p 纛是为了防止工艺偏差造成管子进入线性区而设定的 第四章采样保持电路的设计和仿真 电压安全裕度a 电路的共模输入范围是巧+ 吃。 。 k ：，其中是地的阈值 电压，。是共模输入电压，k ：是m 3 、m 4 栅极的偏置电压。因此这种电路不适合 运用于低电源电压。 图4 2 ( c ) 为折叠共源共栅结构o p a ，折叠共源共栅结构运放在频率特性方 面和套筒式运放比较接近，其次主极点由每部共栅管的跨导和内部节点寄生电容 决定。但是它的输出摆幅为2 v - 8 圪。一4 ，共模输入范围是 巧+ 吃。 。 4 “= g 。l = 彳g ，l g 。2 l 2 ( 4 8 ) 从( 4 8 ) 式可以看到根据辅助运放增益a 。的不同，总的直流增益可增加几个 数量级。 v r e v i n 图4 3 增益提高结构 折叠共源共栅运放的设计 主运放采用折叠共源共栅结构，如图4 4 所示。折叠共源共栅的设计思路是 将输入电压转换成电流，然后将它作为共源共栅级的输入，共源共栅级的电流变 化再转换为电压的变化。折叠共源共栅本身就能够提供较高的增益，而且能够提 供合适的输出摆幅，此结构更适合较低的电源电压，完全能够满足设计精度要求。 小信号条件下运放的电压增益为； a = 瓯r 删 ( 4 9 ) 墨删= i 舌7 7 屹5 4 积新昌0 9 吒9 ( l li i t 0 2 ) 4 嘶l ( 4 一l o ) 4 。= j l lg ，7 7 5 4 砌1 l j 9 名9 ( 乞l li f t 0 2 ) 4 嘶l ( 4 1 1 ) 此电路的主极点位于电路的输出端v 州 和v 。旷处，这里有最大的输出电阻和 最大的电容。主极点频率为国。= 一1 r , c l ，r o m 为运放总的输出电阻，c l 为运放 的负载电容。次主极点位于m 9 源端或m 7 源端。一般情况下，p m o s 管比n m o s 的尺寸大( 由于p 管的空穴迁移率是n 管电子迁移率的一半或更低) ，响应的寄生 电容大，再加上折叠输入级m l ，m 2 管的寄生电容。因此，可以认为次主极点位于 m 9 源端，次主极点频率为，：= - g 。，c ，。g i n 9 为共源共栅管m 9 的跨导，c p 主要 包括m 9 管的栅源电容c 缈和m 1 2 管的栅漏电容c g d l2 。折叠共源共栅运放的单位 增益带宽为瓯= g 。q ，g m l 为输入管的跨导，c l 为负载电容。对于增益提高结 第四章采样保持电路的设计和仿真 构，要求主运放的单位增益频率比辅助运放的单位增益频率大一定的裕度，才能 保证运放整体工作稳定。 图4 4 折叠共源共栅结构运算放大器 铲i 霸一 辅助运放的设计 辅助运放分为p m o s 和n m o s 两种分别对p 管共源共栅器件和n 管共源共栅器 件进行反馈作用，如图4 5 所示，图a 为对n 管提供反馈的辅助电路，图b 为对p 管提供反馈的辅助电路。辅助运放不需要很高的速度在这里我们采用了差动输入 单端输出的套筒式共源共栅运放，采用低压偏置结构，完全能够达到设计要求， 而且省去了辅助运放的共模反馈电路【1 7 1 。 ( a )( b ) 图4 5 ( a ) 对n l v i o $ 管提供反馈的辅助电路( b ) 对p m o s 管提供反馈的辅助电路 高速c m o sa d 转换器的设计研究 4 3 3 共模反馈电路的设计 由于主运放采用的是全差分折叠共源共栅结构，就需要设计一个共模反馈电 路来稳定运放的共模输出电压。一般共模反馈电路( c m f b ) 主要包括共模识别检 测电路和比较放大器构成。工作原理是通过共模识别检测电路感应出差分输出的 电压的变化，然后和预先设定的参考电压进行比较，将比较的结果输入到主电路 的反馈管中，得到稳定输出共模电压的结果。考虑到功耗的原因本设计采用动态 共模反馈电路结构。如图4 6 所示，c 。和为感应输出电压电容，构成电容分配 电路来检测共模输出电平。c 。和为用作电阻的开关电容，用来定时刷新c c ，和 上的电压值。v o ，、v 0 2 分别为运放的输出电压，v 。为参考电压设为需要稳定的输 出共模电压，为了输出信号摆幅最大一般选择电源电压的一半。v b 。为偏置电路产 生的电容初始电压，v 。为此反馈电路的输出调节电压，磊和么为两相非交叠时钟。 一般情况下c c ，= c 。2 - c o ，c 。i c 。= c ，磊为高电平时，破闭合而唬断开，c 。被预充电到 偏置电压v b 。氟为高电平时，c 。和c 。并联，等电荷分配稳定后c 。上形成一个d c 补偿电压。用电荷重分配原理进行分析，破为高电平时，电路中的总电荷为： 0 1 = 2 c ；( 盯一。) + c ：( v o l + t ：一2 k “j ( 4 1 2 ) 珐为高电平时，电路中的总电荷为： q = ( k ，+ 圪：一2 ) ( c c + g ) 由电荷守恒原理q l = q 2 ，可得 = 降一 ( 4 - 1 3 ) ( 4 1 4 ) 鼯瓣哳 图4 6 开关电容反馈电路 共模反馈电路是较难设计得一部分，m o s 管得尺寸设计及电容得取值都需要认 第四章采样保持电路的设计和仿真 3 5 真计算并结合仿真最终决定f 1 9 】。 4 3 4 运放的仿真结果 由上述对电路的分析，我们设计出一种用于高速c m o sa d 转换器的带有增益 提高结构的折叠共源共栅运算放大器。在t s m c 0 2 5 c m o s 工艺条件下，利用c a d e n c e s p e c t r e 仿真软件对电路进行仿真。在电源电压为3 v ，负载电容为2 p f 的情况下 的到该电路的a c 特性曲线如图4 7 所示。从图中可以看出直流增益为9 3 5 d b ，单 位增益频率为2 4 1 吁i z ，相位裕度为6 8 。其他重要的仿真结果见表4 一l 。从仿真 结果可以看出增益提高结构的运算放大器有较高的增益，完全能够满足系统在精 度方面的要求。在单位增益频率方面与单级运放非常接近，能够满足系统在速度 方面的要求。 1 5 鲥0 7 0 a 日 、一m 0 i a a 一1 a o 1 鲫 鲥 1 弼 守1 v 阳0 柏a a a a cr 啊p o n s o - ：d b 2 ( v 吖 v c u t l ” 、