（微电子学与固体电子学专业论文）高速、高精度流水线模数转换器设计研究.pdf

摘要 摘要 随着无线宽带时代的来临，用户对更高容量、更快接入速度以及更高数据吞 吐能力的要求永无止境，从而促使蜂窝基站无线电信号带宽越来越高。而且，各 种通讯标准如w c d m a ，t d s c d m a 、w i m a x 的出现使得未来蜂窝基站需要同 时兼容各种标准。这些要求使得传统的基站系统架构日益复杂化。为了简化基站 设计，现代无线基站在接收机端( r x ) 采用高中频( i f ) 外差架构。这种高中 频外差架构需要高无杂散动态范围( s f d r ) 、高采样速率的模数转换器来实现。 通常，此种模数转换器的采样速率要达到1 0 0 m s p s 以上，s f d r 要达到7 4 d b 。 针对这种应用要求，本文研究了一种i 8 伏1 2 比特1 0 0 兆采样速率的流水线模 数转换器的设计。文章首先阐述了此种a d c 的具体应用场合：然后分析了高精度 流水线模数转换器的各种误差来源，如电荷注入、时钟抖动、采样开关的非线性、 电容的不匹配、运算跨导放大器的有限增盏、增益变化、不完全建立等误差，系 统结构的分析与选取，如从功耗、动态性能、结构复杂度等方面分析比较1 5 比 特结构和2 5 比特结构的优缺点，系统整体指标的分析与确定；接着从具体电路 实现的角度，详细阐述了关键模块电路的分析和设计，如改进型的栅压自举 ( b o o t s t r a p ) 采样开关，双层增益自举( g a i n b o o s t i n g ) 折叠共源共栅放大器，电 容翻转式采样保持电路，共栅密勒补偿( c a s c o d e dm i l l e rc o m p e n s a t i o n ) 式两级放 大器，2 5 比特数模转换乘法器( m d a c ) ，比较器等；随后介绍了版图设计和 电路测试分析：文章最后进行了总结。 此设计采用了s m i c 的o 1 8 m1 8 v ，单层多晶六层金属的c m o s 混合信号 工艺实现，有限面积为8 r a m 2 ，功耗为2 5 0 m w 。 关键词：数模混合集成电路：模数转换器；流水线：栅压自举：增益自举；共栅 密勒补偿：增益误差；非线性失真 中图分类号：t n4 3 2 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 摘要 a b s t r a c t w i t ht h ec o m i n go ft h ea g eo fw i d e b a a dw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n , t h ed e m a n d f o rl a r g e rc a p a c i t y ，f a s t e rc o m m u n i c a t i o ns 删a n dh i g h e rd a t at h r o u g h p u ti se v e r g r o w i n g ，w h i c hl e a d st ot h eb r o a d e n i n go ft h er a d i os i g n a lb a n d w i d t ho fc e l l p h o n e b a s e s t a t i o n m o r e o v e r , t h ef u t u r eb a s c s t a t i o ns h o u l db ec o m p a t i b l ew i t ht h ee m e r g i n g c o m m u n i c a t i o ns t a n d a r d ss u c ha sw c d m a , t d s c d m a ，w i m a x t h ea b o v e m e n t i o n e dr e q u i r e m e n t sm a k et h et r a d i t i o n a lb a s e s t a t i o ns y s t e mm o r ea n dm o r e c o m p l e x t h u s ，t h eh i 曲i n t e r m e d i a t ef r e q u e n c y ( i f ) s u p e r h e t e r o d y n ea r c h i t e c t u r ei s e m p l o y e di nt h er e c e i v e ro ft h em o d e mw i r e l e s sb a s e s t a t i o ni no r d e rt os i m p l i f yt h e d e s i g no ft h es t a t i o n t or e a l i z et h ep r o p o s e da r c h i t e c t u r e ，a na n a l o gt od i g i t a l c o n v e r t e r ( a d c ) 嘶t hb o t hh i 曲s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g e ( s f d r ) a n dh i g h s a m p l er a t ei sn e e d e d c o m m o n l y ，t h er e q u i r e ds a m p l er a t es h o u l dr e a c hl o o m s p s a n dt h es f d rs h o u l db ea 3h i g ha s7 4 d b f o rt h i sa p p l i c a t i o n , t h ed e s i g no fa1 - 8 - v1 2 b i t1 0 0 一m s sp i p e l i n e da d c i s s t u d i e di nt h i st h e s i s a tt h eb e g i n n i n go f t h et h e s i s ，t h ea g t u a la p p l i c a t i o no f t h ea d c i si n t r o d u c e d t h e nt h ee m p h a s i st u r n st ot h ea n a l y s i so fv a r i o u sc t r o rs o u r c e si na l l i g h a c c u r a c yp i p e l i n e da d ci n c l u d i n gc h a r g ei n j e c t i o n , c l o c kj i t t e r i n g ，n o n l i n e a r i t y o ft h es a m p l es w i t c h , c a p a c i t o rm i s m a t c ha n dl i m i t e dg a i n , g a i nd e v i a t i o n , a n c o m p l e t es e t t l i n g o ft h eo p e r a t i o n a lt r a n s c o n d u c t a n c ea m p l i f i e r ( o t a ) ， m e a n w h i l e ，a n a l y s i sa n dc h o i c eo ft h es y s t e m a t i cs t r u c t u r e ( e g c o m p a r i s o no ft h e 1 5 b i ta n d2 5 - b i tm d a ci nv i e wo f t h ep o w e rd i s s i p a t i o n ，d y n a m i cp e r f o r m a n c ea n d c o m p l e x i t y ) a sw e l la st h es y s t e m a t i cs p e c i f i c a t i o n a l ep r e s e n t e d a n dt h e n , t h et h e s i s d e p i c t si nd e t a i l ，f r o mt h ev i e wo fc i r c u i t ，t h ea n a l y s i sa n dd e s i g no ft h ek e yb l o c k s i n c l u d i n gt h ei m p r o v e db o o t s t r a ps a m p l es w i t c h , t h et w o - l e v e lg a i n b o o s t i n gf o l d i n g c a s c o d eo t a ，f l i p - a r o u n dt r a c k - h o l dc i r c u i t , t h et w o - s t a g ea m p l i f i e rw i t hc a s c o d e d m i l l e rc o m p e n s a t i o n , 2 5 - b i tm u l t i p l y i n gd i g i t a lt oa n a l o gc o n v e r t e r ( m d a c ) a n d t h ec o m p a r a t o r l a t e r ，t h el a y o u td e s i g na n dt h em e a s u r e m e n to ft h ec i r c u i ti s p r e s e n t e d a ti a s t , c o n c l u s i o ni sg i v e n i m p l e m e n t e di ns m i co 1 8 弘mo n ep o l ys i x m e t a lc m o sm i x e d s i g n a _ lp r o c e s s w i t hi 8 - vp o w e rs u p p l y ，t h ed i eo c c u p i e sa na r e ao f8 - m m 2 ，c o n s u m i n g2 5 0 m w p o w e t 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 摘要 k e y w o r d s ：m i x e d - s i g n a li n t e g r a t e dc i r c u i t ；a n a l o gt od i g i t a lc o n v e r t e r ；p i p e l i n e ； b o o t s t r a p ；c a s c o d e dm i l l e rc o m p e n s a t i o n ；g a i ne r r o r ；n o n l i n e a r i t y c l cn u m b e r ：t n4 3 2 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 u i 论文独创性声明 本论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果论文中 除了特男4 加以标注和致谢的地方外。不包含其他人或其它机构已经发表或撰写 过的研究成果其他同志对本研究的启发和所做的贡献均已在论文中作了明确 的声明并表示了谢意 储签名：醴日期，与也 论文使用授权声明 本人完全了解复且大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保 留送交论文的复印件允许论文被查阅和借阅：学校可p j , 公布论文的全部或部 分内容可以采用影印、缩印或其它复制手段保存论文保密的论文在解密后 遵守此规定 作粼：魈躐名：丝隧喊等丝， 第一章引言 第一章引言 英特尔创始人之一的戈登摩尔于1 9 6 5 年提出著名的摩尔定律：集成电路上 可容纳的晶体管数目约每1 8 个月增加一倍，性能也提高一倍。近年来随着集成电 路规模的进一步增大，晶体管尺寸按比例缩小，数字电路速度越来越快，导致数 字信号处理系统( d s p ) 的高速发展。为了提高精度和信号处理速度，同时增强 芯片的鲁棒性、灵活性与可编程性，出现了将信号处理从模拟领域转移到数字领 域的趋势。这个趋势推动了模数转换器( a d c ) 模拟世界与数字系统之间的 接口不断向高频，乃至射频方向发展。系统对于模数转换器速度的要求越来 越高。同时，由于靠电池供电的便携式设备日益普及，也要求在达到速度要求的 前提下，芯片消耗尽可能少的功耗，以维持较长的系统待机时间。单片系统集成 的快速发展则要求接口电路和数字系统集成在一块芯片上，这对降低成本、提高 性能具有很重要的意义。 模数转换器是高性能混合信号系统中最重要的核心技术，而c m o s 高速高精 度模数转换器的设计更是其中的技术瓶颈，始终是国际上研究的热点和重点，并 具有很好的理论研究价值和重要的应用背景。 1 1 研究背景与应用意义 近十多年来，无线通讯一直推动着模拟集成电路的发展。对于各种电子通讯 终端产品来说，在其各芯片的设计过程中，价格、体积、重量起着决定性的作用。 这意味着芯片的更高集成度。而且对于各种电池供电的电子产品，功耗在其芯片 设计中也扮演着重要角色。另外，随着无线宽带时代的来临，用户对更高容量、 更快按入速度以及更高数据吞吐能力的要求永无止境，从而促使蜂窝基站无线电 信号带宽越来越高。而且，各种通讯标准如w c d m a 、t d s c d m a 、w i m a x 的 出现使得未来蜂窝基站需要更智能化来兼容各种标准，这种智能化就是软件无线 电技术，要求将基站接收机端的模拟和数字信号处理模块推向天线端。实现这种 高性能的基站给应用在其接收端的模数转换器提出了更高指标以简化日益复杂 的基站架构。图1 1 描述了采用模数转换器简化基站接收机设计的最理想架构框 图。这种理想架构需要模数转换器进行射频采样，即采样率达到吉赫兹。并且能 在强干扰存在的情况下有足够的动态范围来处理几微伏的弱信号。然而，由于目 前的c m o s i 艺技术以及一些基本的物理效应限制了这种模数转换器的实现，所 以这种架构只能成为一种想象。依据当前的c m o s 工艺技术，两种折中的接收机 架构同样可以大大提高基站系统的集成度，这就是图1 2 所示的直接变频接收机 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 第一章引言 和图1 3 所示的中频超外差接收机。 忡，1 a 1 i 图1 1 应用模数转换器的直接变频接收机 山谢。咖谴蚰 q 图1 2 直接变频接收机 q a 图1 3 中频超外差接收机 在直接变频接收机中，模拟信道选择滤波器和可变增益放大器降低了模数转 换器的动态范围要求，即降低了其分辨率。而且，经直接变频后，所其信道的中 心频率在零中频的范围，这就降低其后模拟转换器的高频采样线性度要求和采样 频率，即中等分辨率、中等采样速率。在中频超外差接收机中，模数转换器充当 了二次变频器的作用，这就是说，信号直接从中频进行数字量化并且在量化的同 高速，高精度流水线模数转换器设计研究 2 第一章引言 时进行了二次变频。这就要求模数转换器有很高的采样带宽，很高的高频采样线 性度，很高的采样速率，以及很高的动态范围，即高分辨率 1 】。由于功耗的限 制，以及满足各种复杂调制方案的要求，直接变频架构很少在高性能基站中应用。 如今，基站接收机通常采用中频超外差架构。 由于在分辨率和采样速率上的折中性，漉水线模数转换器结构成为中频超外 差架构中的最佳候选人。流水线模数转换器由许多低分辨率模块串联而成，每个 模块可以同时对不同输入采样进行转换，这就在不牺牲转换速度的情况下，降低 了结构的复杂度。同样，流水线模数转换器相对其他候选结构来说，更能兼容特 征尺寸不断缩小的数字工艺。一是其可以在低于1 伏的低电压下工作，二是数字 校准技术可应用在流水线转换器中，大大降低模拟模块的实现难度。即可利用先 进的数字电路技术实现；此外流水线模数转换器应用并联结构实现更高速率的采 样，这就使得未来的超高速高精度流水线模数转换器成为可能。 以上这些就促使了这篇针对高速高精度流水线模数转换器的研究论文。 1 2 研究现状 自从2 0 0 1 年，美国a d i 公司发表第一篇高速高精度流水线模数转换器文章以 来【2 】，有关这方面的研究就持续成为世界集成电路研究的热点。在2 0 0 6 国际固 态电路会议( i s s c c2 0 0 6 ) 上，美国加州大学圣地亚哥分校( u n i v e r s i t yo f c a l i f o r a i a s a nd i e g o c a ) ，美国麻省理工大学，德国英飞凌公司( i n f i n e o n ) ， 美国国家半导体公司，以及日本索尼公司都发表有关高精度a d c 的论文。同样在 2 0 0 5 、2 0 0 6 两年的国际固态集成电路杂志上，分辨率1 2 比特以上，采样速率超过 5 0 兆赫兹的流水线转换器成为发表的重点【3 卜【6 】 1 3 论文的主要工作及组织结构 整个论文工作首先从广泛阅读文献进行选题，到确定论文题目高速高精度 流水线模数转换器设计研究，再深入阅读与论文相关的文献，迸而进行系统上 研究分析与创新，在整个系统结构上，细致深入地分析了各种影响性能的误差来 源以及系统与模块设计指标的确定方法，并从结构复杂性、性能、功耗折中的 角度提出了多比特和单比特的混合结构。在系统分析研究之后，论文进入电路模 块设计阶段，具体分析设计了栅压自举采样丌关，并改进了开关的开启速度，在 放大器都分，分别设计了两层增益自举折叠共源共栅放大器，共橱密勒补偿两级 放大器此外，还设计了比较器，采样保持模块，2 5 比特m d a c 模块，1 5 比特 m d a c 模块。在电路设计之后，论文进行了版图设计，并流片以验证论文的研究 思路。 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 3 第一章引言 论文全篇共分六章。 在第一章引言之后，第二章着重从系统的角度分析研究了高速高精度流水线 模数转换器的设计。 第三章着重从具体电路设计的角度来分析研究。 第四章就具体的版图设计进行了讨论。 第五章研究分析了高速高精度流水线模数转换器的测试。 第六章总结了整个研究过程。 高速，高精度流水线模数转换器设计研究4 第二章系统设计 第二章系统设计 流水线模数转换器是奈奎斯特模数转换器的一种，能对输入的模拟信号在离 散时闻点上进行采样，并一一对应地转换成数字码输出。根据奈奎斯特香农 ( s h a n n o n ) 采样原理，输入信号带宽必须小于采样频率的一半，即奈奎斯特带 宽。否则，信号转换会出现混叠( a l i a s i n g ) 现象，如图2 1 所示。虽然输入信号 必须是带限信号，但是其中心频率并不受采样频率限制，而是由采样保持带宽 所决定的，通常采样保持带宽比奈奎斯特带宽大很多倍。高于第一奈奎斯特区 ( d c 至f s 2 ) 的输入频率将折回到由模数转换器进行数字化处理的第一奈奎斯特 区之中。不可能根据模数转换器的数字输出来确定输入信号位于哪个奈奎斯特 区：于是，需要在模数转换器的输入端加上一个预选滤波器或抗混叠滤波器。以 上特性使得模数转换器在宽带无线通讯系统中有着重要应用，其频率转换作用相 当于一个混频器，通过对中频( i f ) 信号进行直接采样，即可免除增设第二个下 变频级的需要。不过，这意味着模数转换器的采样保持电路必须具有足够高的i f 信号带宽，并在这些频率条件下保持很高的线性度。 图2 1( a ) 模拟信号的连续时间频率响应；( b ) 数据采样的等效频率响应； ( c ) 厶超过z 2 时引起的混叠 2 1 模数转换器参数定义 模数转换器能将连续的模拟信号转换成离散的数字信号，那转换出来的数字 信号是如何表征的呢? 一个幅度为的输入信号经一个分辨率为n 位的模数转 换器转换，其过程可以用数学表达式表示为 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 5 第二章系统设计 t ， n i 嚣2 + 勺2 互即勺 q d 式中，是模数转换器的参考电压，b n l 代表j v 位数字输出码的最高位，岛 代表输出码的最低位a 代表模数转换器的量化误差，其定义是信号幅度与 参考电压p 膏之比值与数字量之间的差值。图2 2 为一个3 比特a d c 的量化误 差，可以看到量化误差的幅值是从o n i l s b ，即有直流偏移分量。如果给a d c 的 输入信号预加上一个直流偏移分量，那就能消除量化误差的直流偏移见图2 3 。 詈 夏 舀 却啊( v ) e r r o r 1 刁4 么么幻么幻么二 n - 舢一_ e t r 钟舟n 矗蜘z 帕1 l s b 图2 2 量化误差 一r 篇弓分炜 图2 3 无直流偏移的量化误差 高速，高精度流水线模数转换器设计研究 6 j9曩。育liq石 第二章系统设计 此外，数字输出码可以表示成 v l = 2 ” 月脚 ( 2 2 ) 模数转换器除了用量化误差来表征因用有限位数的数字码来量化模拟量所引入 的误差外，还用一系列的静态参数和动态参数来表征整个模数转换器的性能。 2 1 1 模数转换器的静态参数 o o 檬s e t1 他坦 a i 叼i n p u t 图2 4 一个3 比特a d c 的传递函数曲线 对于模数转换器来说，最重要的两个静态参数是差分非线性误差( d n l ) 和 积分非线性误差( 酣l ) 。这两个参数集中体现了模数转换器受一些非理想因素 影响后的量化精度，如电容不匹配、噪声、失调、比较器判决电平偏移、参考电 平偏差、余量转移增益曲线偏移等。至于具体的差分非线性和积分非线性误差的 定义可以用图2 4 来说明。对一个满幅为咋苫的3 比特模数转换器，最小分辨步长 ( l 舳) 为咋x 2 3 三舳也是a d c 理想步长的大小。 差分非线性表征了模数转换器传输特性曲线中实际步长与理想步长之间的 差值【l 】，可以表示成： dnl(oj1：vincdi)-vin(di_1)-lsb ( 2 3 ) 积分非线性误差则表征了模数转换器实际传输特性曲线与理想的直线传输 特性曲线之间的差值。理想情况下，积分非线性应该小于i 2 l s b ，否则a d c 存在非单调性问题，意味着有失码产生，见图2 4 。此外，积分非线性误差可以 用微分非线性误差来表示： 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 7 第二二章系统设计 m i ，v l ( d m ) - - ed n l ( d i ) i = l ( 2 4 ) 在实际测量中，d n l 和i n l 可以通过输入低频正弦信号进行转换，并采用码 密度法( c o d e d e n s i t yt e s t ) 来分析得到。 2 1 2 模数转换器的动态参教 模数转换器的动态参数表征其在各种非理想因素影响下的动态性能，如热噪 声、非线性、失真、运放建立误差、时钟抖动等。a d c 的动态性能是与输入信号 的频率和幅度相关的。 ( 1 ) 信噪比( s i g n a l t o - n o i s e r a t i o - - s n r ) 信噪比是指模数转换器的输出信号功率与其噪声功率之比，噪声不含谐波分 量和直流分量，单位为d b ，如图2 5 所示。 _ 呻+ 1 0 e h 口吖g 笋d 一n h i 抽l l i l 咖+ hi l 抖帅1 _ h 1 - i 枷h 1 4 坤l i l 哪_ - - p s i g v d t g 争- g 雾晓；， = - o l g ( 2 2 扣6 0 2 n “7 6 ) 裆 ( 2 )总谐波失真( t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n - - t h d ) 总谐波失真是指模数转换器输出信号中包含的全部谐波分量功率与基频信 高速、高精度流水线模数转换器设计研究8 兽一粤ji善口 第二章系统设计 号功率之比，单位为d b ，见图2 6 。t h d 的数学表达式为： t h d = 2 0 1 9 ( 2 6 ) 式中，哆1 是基频信号的有效幅值( r o o t m e a n s q u a r e r m s ) ，哆2 为二次谐波 的有效幅值，哳依次类推。 饥 p 憎_ e s 聃e w a v e f r e q n q x s 口u 酎孳w a v e r 钢u c y x p t 茸| e s i n e w m f r e q m c y x 叫虱l 喝 x x 图2 6 模数转换器的t h d ( 3 ) 信噪失真比( s i g n a l t o - n o i s e a n d - d i s t o r t i o nr a t i o - - s n d r ) 信噪失真比是指被测输入信号功率与奈奎斯特频率以下的噪声和谐波分量 ( 不包括直流分量) 的功率和之比。因此，信噪失真比可以通过s n r 和t h d 来求 得。s n d r 的数学表达式为： s n d r = - 。- s p s i g n a l = 。- s 枷- s l l o1 需 ( 2 7 ) ( 4 ) 有效位数( e f f e c t i v en u m b e ro f b i t s - - e n o b ) 有效位数是从信噪失真比的角度来评判实际的模数转换器的性能相当于一 个多少位的理想模数转换器。e n o b 数学表达式为： e n o b ：( s n o r ( d b ) _ 7 = ；1 7 6 1 ( 2 8 ) o 0 2 ， 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 9 第二章系统设计 ( 5 ) 无杂散动态范围( s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g e - - s f d r ) 输出基频信号功率与最大杂散信号功率之比称为无杂散动态范围，见图2 7 。 夕唰f lh ；n h 叠对。s n r - w 。1 l i i | | i i i l l i i i ii i i l i i l l l i i | i i i l | l i i l i l l l i ii i l l l h l l l l l l i i h l l l l | | i | i l | l | j l i 图2 7 模数转换器的s f d r ( 6 ) 交调失真( i n t e r m o d u l a t i o nd i s t o r t i o n - - i m d ) 对于线性系统来说，如果输入信号是- ，i 和止，则输出信号为奶和仍，k 为 常数，即线性系统的输出不会出现新的频率分量；但是对于非线性系统，如果输 入信号仍是石和办，则输出会引入新的频率分量，如石+ 正、五一石、2 石+ 乃、 2 正+ 石、2 石一办、2 尼一t i ，见图2 8 。交调失真可以通过输入两个功率相等的， 频率非常接近的正弦信号来测量，其具体定义是具有某一输入频率的输出信号功 率与某一关注的交调频率分量的功率之比。 童 詈 l f - q n 印 图2 8 非线性系统的交调失真 高速，高精度流水线模数转换器设计研究 1 0 o加约；柏阳 一 1 1 - -_j墨4 第二章系统设计 对于射频系统应用，除了用交调失真评判系统的线性度外，二阶交调点( z b ) 和三阶交调点( 氓) 也用来评判线性度。在直接变频接收机中，由于二阶交调 会在直流和五一石处产生频率分量，所以二阶交调点成为其重要指标。在超外差 中频接收机中，由于三阶交调会在2 石一厶和2 一石处产生频率分量，所以三阶 交调点成为其重要指标。仍和逸是采用与1 m d 相同的测试方法，其具体定义 是输入信号功率增加至关注的交调分量的功率等于具有某一输入频率的输出信 号功率时的输入信号功率值，见图2 9 。通常，i 巴和z b 是通过计算得到，而不 是通过直接增加输入信号功率来得出，可以通过某一具体功率的输入信号得到的 各输出分量的功率来计算，计算公式为： 也= 2 一p l m d 2 ( 2 9 ) 和 毋= 乏3 p 州一三3 ( 2 1 0 ) 式中为与输入频率相同的输出信号的功率一p i m d 2 ，乃坳3 为对应交调分量 的功率【1 。 i p 3i p 2 图2 9 二阶交调点和三阶交调点 2 2 流水线结构介绍与比较 流水线模数转换器最初的流行是其相对于全并行( f l a s h ) 模数转换器和折 叠内插( f o l d i n g i n t e r p o l a t i o n ) 模数转换器在功耗和面积上的优势【7 】。对于全并 行模数转换器来说，比较器的数目直接与分辨率成指数关系，6 l - t ；特f l a s h a d c 需 要6 3 个比较器，e l l ；特f l a s h a d c 需要2 5 5 个比较器，这一特性使得实际全并行模 数转换器最高分辨率为6 比特。折叠内插模数转换器在结构上分成了租子比较和 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 l l 第二章系统设计 细子比较两个模块的组合，而在各个模块本身的比较器数目仍和其分辨位数成指 数关系。以8 比特折叠内插模数转换器为例，粗子部分3 比特，细子部分5 比特， 其总的比较器数目为3 8 个( ( 2 3 一1 ) + ( 2 一1 ) = 3 8 ) ，大大少于全并行模数转换器 的2 5 5 个。而流水线模数转换器像折叠内插模数转换器一样有几个模块组合而成， 不同的是流水线通常由多个( 2 ) 转换模块串行组合，而折叠内插模数转换器通 常仅由2 个模块并行组成。以8 比特，每级2 比特为例，则整个流水线模数转换器 由4 级2 比特模块串行而成。每级模块的比较器数目仍是与其分辨的位数成指数关 系，比较器总数为1 2 个( 4 ( 2 2 一l 产1 2 ) ，远少于折叠内插模数转换器的比较器 数目。所以在早期模数转换器的发展过程中，正因为功耗和面积上的优势，流水 线模数转换器在8 比特以上分辨中占据主导地位。 当然在今天的模数转换器发展过程中，以上三种结构侧重在不同应用方面。 全并行模数转换器由于其优异的高速性能，通常应用在对分辨率要求不高( 低于 6 比特) 的超宽带系统( u 、b ) 中。折叠内插模数转换器同样具有高速特性，在 一些高速的8 比特的系统中有着很好的应用，如硬盘驱动、以太网、示波器。流 水线模数转器由于使用相同位数的模块串行而成，所以结构相对简单，但是在每 个模块中运算放大器的使用限制其速度，而且数字工艺本征增益和电容相对精度 等限制了流水线模数转换器向更高分辨率方向( 大于1 4 比特) 发展。所以流水线 模数转换器主要侧重在1 0 至l j l 4 比特，2 0 0 g , 采样频率以内的应用。当然即使是这 样，流水线模数转换器也因其在各方面的综合性能而得到非常广泛的应用。 流水线模数转换器自身的结构也有一个演变的过程，主要是从整数比特每 级，如2 比特每级，到非整数比特每级，如1 ，5 比特或2 5 比特每级。在早期发展过 程中，流水线模数转换器每级都是采用整数比特，可以用图2 1 0 来解释。 d i g i t a lp i p e l i n e d i g i t a lo u t p m 图2 1 0 流水线模数转换器结构图 高速，高精度流水线模数转换器设计研究 1 2 第二章系统设计 以2 比特每级为例，从图2 1 0 可以看到：输入信号首先被采样，同时经量化 输出2 位数字码，随后这2 位数字码又经过数模转换器( d a c ) 转回成模拟量，再 将此模拟量从之前采样下来的输入信号中减去，这就得到了此级转换完而余下的 量，这一余量被放大4 倍( 2 2 = 4 ) 作为下一级的输入等待下一级的转换。下一 级的余量再放大4 倍送到随后一级进行转换，并以此类推，直至最后转换完成， 实际上最后一级的余量没有被继续转换，这就形成了所谓的量化误差从整个转 换过程可以看到，一个输入被完整地转换成数字码，需要多个时钟周期，前级首 先转换出高位码，但高位码需要通过锁存器来延迟，等待低位码输出后，一并组 合形成一个完整的数字码输出。虽然，每一个输入需要多个时钟周期来转换，但 是整个转换速率还是和时钟速率相同，即前级转换完一个输入后余量送下一级， 然后在下一个时钟周期到来时，前级可以进行对新的输入进行转换，这就是流水 线本意的来源。 在流水线模数转换器的转换过程中，每一级都会产生余量，并转移到后一级 作为输入，所以余量转移曲线是一个非常重要的特征曲线。2 比特每级的余量转 移曲线如图2 1 1 ( a ) 。比较器判决电平位置为蓝线所示，任意一个量程内的输 入信号，经比较器判决，转换为两位数字码，而余量就是对应每个输入信号的斜 线值。如果余量放大后再经2 比特每级模块转换，所得到的余量转移曲线如图2 1 1 ( b ) 。这相当于一个4 比特每级的余量转移曲线。 1 01 1 ：+ 1 ，4 v 。 l i _ 刁亍爹一_ 刁一一冽一 i i 1 么一一匕一一么一一匕一一：矗 i一。1 m i i ! ( a ) i ij i v 啊i l ooo 0 0 1 10 1 00 ” 1 0 0 l o l l l l 01 1 1i + 1 ，8 v 陪 i ：卅一卅 卅一卅一一 j卅卅卅n 。yv y v y ry ：+ “ i i 1 ，8 v h -。-+v ( b ) 图2 1 1 ( a ) 2 比特每级的余量转移曲线( b ) 经过两级2 比特的余量转移曲线 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 1 3 第二章系统设计 对比图2 1 1 ( a ) 和( b ) 可以发现在2 比特每级的结构中，前级比较器判决 电平的位置会在该级的余量转移曲线中出现，见图2 1 l ( b ) 中的蓝线。这意味 着如果前级比较器判决电平出现偏移，那么此偏移就会转移到下级，并一直存 在下去即转换错误，影响d n l 和i n l 。这一过程可以用图2 1 2 来表示。 1 0 1 1 i l _ 硼芳v t i i l 一一一彳一二一 - _ 刁冽一 ij l i 以1 i 匕一比一一么一一匕一一 l 卜i m v r , , ii i i v ： ( a ) i i i 。i v o 1 0 0 00 0 1b 1 0 0 1 11 0 01 0 11 ”o1 ” 。+ 1 ，8 v r _ ：卅卅卅卅j 卅一i 卅彳i 卅 | y yyry ：+ 讥 i 1 + ( b ) 图2 ，1 2 ( a ) 判决电平偏移的2 比特和( b ) 经过两级2 比特的余量转移曲线 由于c m o s 工艺中，比较器的失调通常在几十毫伏左右，如果无法克服失调 造成的判决电平误差，流水线模数转换器的精度就会被大大地限制。在1 9 9 2 年， 1 5 e 特每级结构的出现使得比较器的正常失调不再是限制流水线模数转换器精 度的主要问题【8 】。1 5 比特每级的余量转移曲线见图2 1 3 ( a ) 。可以发现每级仍 是输出两位数字码，比较电平只有两个而且电平位置发生了偏移。与2 比特相比， 最重要是前级比较器电平的位置在后一级中被消除了，在图2 1 3 ( b ) 中，蓝线 位置是前级比较电平位置，而余量转移曲线在此处是连续的，而不是像2 比特每 级那样在前级比较电平位置处是分段，非连续的。正因为这一连续特性，所以当 前一级比较器电平出现偏移时造成的误差会在后级中纠正过来不会造成误差 的传递性。具体整个过程见图2 1 4 。当然，比较器电平的偏差也不能过大，在图 2 1 3 ( b ) 中，如果偏差超过：1 ：1 , 4 v r e f ，后一级就无法纠正过来。不过这样的误 差容忍范围对于比较器的正常失调已经是足够大了。正是由于1 5 比特每级的流 水线结构具有自纠错功能，使得其可以达至t 1 0 比特的精度。 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 1 4 第二章系统设计 1 0 0 + v 4 v j 刁一一万_ l 一 弋i ：一ii t , 式? l i 1 髟一蟛 么_ i + 喝 i ! 二v 。 曲) _ ，hl j l v q i 1 i000 001 olo0 1 1 1 b 0 1 0 11 1 0 l +fgv。 i 1 ：卅卅_ 1 _ 卅卅一 - v i v y y vi +v：=r i , 1 i ，8 、盔 i li + v 二 ( b ) 图2 1 3 ( a ) 1 5 比特每级和( b ) 经过两级1 5 比特的余量转移曲线 l0 0c 万_ 万_ 一一_ 7 i 1 i _ l l i i 1 髟一半 一一匕- ：+ 忆 - 1 1 4 v ，；v i ：j v ( a l ： l v m l 000 001 010：o 111 b o 1 0 1 1 1 0 i o 1 ，8 、一 。i 卅卅-1 _ 卅：一 卅卅洲_ i vyi v y v i，也： i v h (b) 图2 1 4 ( a ) 判决电平偏移1 5 比特和( b ) 经过两级i 5 比特的余量转移益线 高速、高精度流水线模数转换器设计研究 1 5 第二章系统设计 除了1 5 比特每级流水线模数转换器，2 5 比特每级流水线模数转换器同样具 有自纠错功能。其余量转移曲线见图2 1 5 ，可以发现2 5 比特每级的余量转移曲 线就等同于经过两个1 5 比特每级后的余量转移曲线，见图2 1 3 ( b ) 。不同的是， 2 5 比特每级需要6 个比较器，而两个1 5 比特总共只需4 个比较器。从结构上看， 2 5 比特更复杂，1 5 比特结构简单，只需串接两个就可以。但是，在一些高精度 ( 1 2 比特以上) 流水线模数转换器中，2 5 比特比1 5 l 七特更节约功耗，因为串接 两个1 5 比特就需要两个放大器，如果放大器的功耗占主导地位的话。1 5 比特每 级相对2 5 比特而言就会需要更多功耗。这就是功耗与结构复杂度之间的折中， 具体分析会在后面的系统结构确定部分。当然1 5 比特和2 5 比特可以同时混合使 用，相当于3 5 比特，这就可以在同一系统中兼顾功耗和结构复杂度。 i v r e 6 0 0 00 0 10 1 001 11 0 01 0 11 1 0 ii i + l 8 v r e l 1 卅卅z 一 i 卅卅卅 v 。f l vyvyyy i + 、，二 i 1 8 v d i ii v h 图2 ，1 52 。5 比特每级的余量转移曲线 所谓1 5 、2 5 比特等结构，其实就是比较器数目比2 、3 比特等结构的少一个， 同时比较器判决电平有一个偏移，这就造成了相邻两级比较器的判决电平“错 位”，而且后级的余量转移曲线刚好在前级比较器判决电平处呈连续状态，这就 消除了前级电平偏差的影响。用后级纠错前级的错误，本身在逻辑上就暗含着前 提：后级精度比前级精度高。流水线结构中，由于存在增益来放大余量，在比较 器判决电平的绝对误差大致相同的情况下，后级的相对精度总比前级高。 2 3 非理想特性 由于1 5 、2 5 比特等非整数比特结构只能纠正比较器判决电平失调误差，对 于其他影响流水线模数转换器性能的非理想因素却无能为力【9 】，那就需要专门 分析一下到底有哪些非理想因素以及它们是如何影响流水线模数转换器的性能。 2 3 1 采样保持开关 采样保持开关对高速、高精度流水线模数转换器来说是必不可少的电路模 高速，高精度流水线模数转换器设计研究1 6 第二章系统设计 块，其性能直接影响着整个模数转换器的动态性能，尤其是高频性能。最简单的 采样保持开关如图2 1 6 所示，输入信号从n m o s 管的源极输入，信号从漏极输出， n m o s 管的栅极由时钟控制。当时钟从高电平跳变到低电平时，即n m o s 关断， 信号被保存到采样电容c 。上，即完成整个采样保持操作。 v m v o u t 图2 1 6 n m o s 采样保持开关 由于n m o s 管本身具有内阻，所以栅极时钟为高电平时，整个电路就是一个 电阻电容( r c ) 通路。如果电阻或电容出现非线性，整个电路就会出现非线性。 在实际的设计过程中，非线性主要来自n m 0 s 管导通电阻的非线性。到底哪些因 素造成电阻非线性的呢? 由于采样开关在跟踪采样输入信号时，主要工作在线性区，所以其导通电阻： ( 2 1 1 ) 其中，。会随着输入信号的变化而变化，阈值电压吁会因为衬偏效应而变化， 这就导致了导通电阻非恒定值，非线性随之产生【1 2 】。参考文献1 2 0 1 对全差分采 样保持电路的非线性进行了详细的计算，从结论可以得出，非线性失真会随着输 入信号频率的上升以及输入信号幅度的增大而增大。这就在模数转换器的噪声性 能和线性度上存在折中。 如何减小失真，即尽量保持n m o s 管导通电阻的恒定，方法之一就是保持 恒定，这就是栅压自举采样保持开关见图2 1 7 。 vv ( a )( b ) 图2 1 7 栅压自举采样保持开关( a ) 保持状态( b ) 跟踪采样状态 保持恒定的原理就是在采样开关的保持状态给一自举电容c 充电，在跟 踪采样状态时，这一充电电容的两端连接到采样开关的栅极和源极( 信号输入 端) ，这样理想情况下栅极电压就会随着输入信号的变化而变化并保持咯恒定