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三相pwm逆变器的研究与设计,三相,pwm,逆变器,研究,设计
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本科生毕业论文(设计)开题报告书题 目 三相pwm逆变器的研究与设计 学生姓名 朱 翔 学 号 200716010221 专业班级 自动化 07102班 指导老师 敖 章 洪 2011年 12月 31日论文（设计）题目三相pwm逆变器的研究与设计课题目的、意义及相关研究动态：目 的： 综合运用所学知识，如模拟电子技术、数字电子技术、自动控制原理、微机原理、单片机原理与应用，设计一个一个三相pwm逆变器，包括主电路和控制回路。主电路由IGBT构成，控制回路包括波形发生器、IGBT驱动电路、IGBT保护电路、人机接口单元、电源电路等等。意 义：1） 对以前所学知识进行系统的复习，全面的综合并将其联贯。2） 学会了独立的分析和解决问题和进行相关社会调查的能力3） 学会了查阅文献的方法和培养查阅文献的良好习惯。4） 提高专业相关外文的阅读、翻译能力。提高专业英语水平。5） 提高编写程序的水平，优化软件结构。提高电脑绘图水平。研究动态： PWM控制技术一直是变频技术的核心技术之一。1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把这项通讯技术应用到交流传动中，从此为交流传动的推广应用开辟了新的局面。 从最初采用模拟电路完成三角调制波和参考正弦波比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关开始，到目前采用全数字化方案，完成优化的实时在线的PWM信号输出，可以说直到目前为止，PWM在各种应用场合仍在主导地位，并一直是人们研究的热点。 由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点。由此在交流传动及至其它能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以为为三类，正弦PWM（包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类），优化PWM及随机PWM。正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势（如ABB ACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等）；而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率（THD）最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其它特定优化目标。 在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪音（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值（DTC控制即为一例）；别一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路。课题的主要内容（观点）、创新之处：常规的PWM逆变电路中的电力电子开关器件在大电压下导通，大电流下关断，处于强迫开关过程，因而存在开关损耗大，工作频率低，体积大及电磁干扰严重等缺点，因此研究该课题具有实际意义。软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一, 它应用谐振的原理, 使开关器件中的电流(或电压) 按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时, 使器件关断(或电压为零时, 使器件开通) , 从而减少开关损耗。它不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题, 而且还能解决由硬开关引起的EMI 等问题。 当开关频率增大到兆赫兹级范围, 被抑制的或低频时可忽视的开关应力和噪声, 将变得难以接受。谐振变换器虽能为开关提供零电压开关和零电流开关状态, 但工作中会产生较大的循环能量, 使导电损耗增大。为了在不增大循环能量的同时, 建立开关的软开关条件, 发展了许多软开关PWM 技术。它们使用某种形式的谐振软化开关转换过程,开关转换结束后又恢复到常规的PWM 工作方式,但它的谐振电感串联在主电路内, 因此零开关条件与电源电压、负载电流的变化范围有关, 在轻载下有可能失去零开关条件。为了改善零开关条件, 人们将谐振网络并联在主开关管上, 从而发展成零转换PWM 软开关变换器, 它既克服了硬开关PWM技术和谐振软开关技术的缺点, 又综合了它们的优点。研究方法、设计方案或论文撰写提纲：研究方法：1）对pwm控制系统的应用情况进行调查研究、收集相关资料。 2）对pwm控制系统应用情况进行实地考查。 3）学习pwm控制原理，以及其在三相逆变器系统中的应用。 4）收集并整理相关的论文和文献，并得出总结，做出最佳的设计方案。设计方案：主电路由IGBT构成，控制回路包括给定积分器，谐振电路,电压调节器，电流调节器，触发电路，检测电路与保护电路等，设计出一个三相软开关pwm逆变器。论文撰写提纲：1）设计目的、摘要、关键词。2）总体设计3）硬件设计4）软件设计 5）参考文献完成期限和预期进度：2010.12.152010.12.30 毕业实习开题、方案确定与论证，按照要求写出相应的开题报告与调研报告2010.12.312011. 3.31 设计、实验与调试并撰写设计报告2011. 4. 12011. 5.13 设计修改、整理完稿并准备毕业答辩2011. 5.142010. 5.15 参加毕业答辩主要参考资料：1 陈伯时，电力拖动自动控制系统，机械工业出版社，2000.2 陈坚，电力电子学电力电子变换和控制技术，高等教育出版社，20023 王兆安 黄俊，电力电子技术（第版）, 机械工业出版社，2003.4 曾方，DCAC三相软开关PWM逆变器，电气时代，20055 陈国呈，周勤利等，三相软开关PWM逆变器载波方式的选择，电工技术学报，20036 陶永华，新型PID控制及应用.M北京：机械工业出版社，20007 张燕宾，SPWM变频调速应用技术M北京：机械I业出版社，1999指导教师意见： 签名： 年 月 日开 题 报 告 会 纪 要时 间地 点与会人员姓 名职务（职称）姓 名职务（职称）姓 名职务（职称）会议记录摘要：会议主持人：记 录 人：年 月 日系工作小组意见负责人签名： 年 月 日本科生毕业论文(设计)调研报告题 目：三相pwm逆变器的研究与设计 学生姓名： 朱 翔 学 号： 200716010221 专业班级： 自动化 07102班 指导教师： 敖 章 洪 完成时间： 2010年12月31日 三相pwm逆变器的研究与设计一、 主要目标任务：综合运用所学知识，如模拟电子技术、数字电子技术、自动控制原理、微机原理、单片机原理与应用，设计一个三相软开关pwm逆变器。1）对以前所学知识进行系统的复习，全面的综合并将其联贯。2）学会了独立的分析和解决问题和进行相关社会调查的能力3）学会了查阅文献的方法和培养查阅文献的良好习惯。4）提高专业相关外文的阅读、翻译能力。提高专业英语水平。5）提高编写程序的水平，优化软件结构。提高电脑绘图水平。二、 技术性能指标：1）温度控制在0100度（水温），误差为0.5。C。2）输出电流最大为20A，超过20A关闭触发器；3）要有触发电路的仿真波形；三、 简要工作原理本系统由主回路和控制回路构成，主回路为三相电流型桥式逆变器，控制回路以87C196MC单片机为波形发生器，结合IGBT驱动电路、IGBT保护电路、人机接口单元、电源电路等，组成一个三相PWM逆变器系统。在此系统中，波形发生器获得PWM波形，再由IGBT驱动电路将输入信号转变为6路输出脉冲驱动IGBT控制同一个周期中电子开关的闭合时间，以达到控制的目的。IGBT保护电路保护主电路中的IGBT功率器件免受出现故障时的损失。人机接口单元使与系统进行通讯更简便、更快捷。四、 课题文献综述1、一种三相软开关逆变器的特性分析与仿真研究1） 作者：孟岩峰、许春雨、宋建成2） 摘要阐述了一种基于交流谐振环节的三相PWM逆变器零电压转换(ZVT)拓扑电路的工作特性及其控制方法，在该ZVT软开关拓扑电路的基础上，深入研究了逆变器的换向过程，重点讨论了辅助谐振电路的工作特性及谐振电感换流过程，并针对辅助谐振电感反向恢复问题，提出了采用基于谐振电感电流反馈的谐振周期控制算法，仿真结果验证了理论研究的正确性。3） 引言如今电力电子装置正朝着高频化、大容量方向发展，但是开关损耗是功率器件频率提高的瓶颈。软开关电力变换技术能有效地减小电力电子器件中的开关损耗、电应力和电力变换装置引起的电磁干扰 (EMI)，近年来该项技术在电力电子学领域已日益受到人们重视。软开关技术的应用大大降低了开关损耗，使开关频率提高到几十千赫兹。高频逆变器不仅具有更好的输出波形、更小的设备尺寸，而且当开关频率达到18 kHz以上时，可实现无噪声传动 。特别是PWM技术与软开关技术的结合，极大地改善了电路的控制性能。但是，可实现PWM功能的软开关逆变器的电路结构和控制系统都很复杂。本文研究的ZVTPWM三相软开关逆变器中，辅助功率开关能够以恒定频率、恒定占空比的方式工作，作用的时间不受负载状况和谐振元件参数的影响 ，控制简便。本文重点研究谐振电路的工作特性及软开关动作过程中谐振电感电流的变化，针对谐振电路二极管反向恢复的问题，提出采用基于谐振电感电流反馈的谐振周期控制算法，并进行了仿真验证，有效地解决了该问题，实现了所有功率开关器件的软开关动作。4） 结束语 本文深人研究了ZVT软开关拓扑结构基础上逆变器的换向过程，重点讨论了辅助谐振电路特性及谐振电感换流过程，采用SAPWM控制方法，实现了逆变器系统软开关功能。仿真研究表明，采用基于谐振电感电流反馈的谐振周期控制算法可有效解决该拓扑存在的不足，并实现了所有功率开关器件的软开关动作。另外，该软开关拓扑的辅助谐振环节仅采用了一个换流开关，且辅助开关可以恒定频率、恒定占空比的方式工作，简化了系统结构及其控制，降低了系统成本，有利于技术产品化。2、三相电压型PWM逆变器双闭环控制策略研究1） 作者：邓醉杰、王辉、徐锋、韦泽垠2） 摘要提出了一种基于三相电压型PWM逆变器的电压电流双闭环控制方法。通过建立三相电压型PWM逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型，引入电压电流双闭环控制方法，利用电压外环实现对输出电压的稳定控制，电流内环实现对输出电流的控制，并用SIMIslMNK建模。仿真结果证明电压电流双闭环控制方法可有效地改善逆变器的动态响应及抗扰能力。3） 引言随着科学技术的发展，很多领域对于以逆变器为核心的变频器和UPS的需求越来越大，逆变器其输出电压波形质量是衡量逆变器质量的一项重要指标，其中对于逆变器的控制是逆变器设计的核心所在。传统的控制方法是采用瞬时电压反馈的电压单闭环控制，动态响应效果差，因此本文提出了三相电压型PWM逆变器的一种电压电流双闭环控制方法，该方法的控制回路拥有两个闭环，利用电压外环实现对输出电压的稳定控制，电流内环实现对输出电流的控制，以此获得良好的动态响应能力和稳定的输出电压。4） 结束语 通过建立三相电压型PWM逆变器在两相同步旋转坐标系下的数学模型，电压电流双闭环控制三相电压型PWM逆变器，即利用电压外环实现对输出电压的稳定控制，电流内环实现对输出电流的控制。仿真结果表明采用电压电流双环控制的三相电压型PWM逆变器具有良好的负载适应能力，证明该方法有效地改善了系统的动态响应及抗扰能力。3、ZVT软开关三相PWM 逆变器控制策略研究1） 作者：许春雨、陈国呈、孙承波、屈克庆2） 摘要探讨了一种交流谐振环节软开关逆变器的电路拓扑及其控制方法，在该拓扑下采用SAPWM 调制的软开关实现策略，正负斜率交替的锯齿载波将所有功率开关器件的开通动作集在锯齿载波的垂直沿处，有利于软开关动作的实现。详细分析了该ZVT软开关拓扑的动作模式，建立了实现软开关动作的控制方法，并对系统进行了数字仿真。仿真结果表明采用该控制方法能实现逆变器功率开关器件的零电压软开关动作。3） 引言近年来软开关变频和逆变技术已成为国内外专家和学者关注的热点， 文献13提出了几种软开关三相逆变器电路拓扑， 实现了主电路功率开关器件的软开关动作， 但在这些电路拓扑中， 辅助谐振电路的功率开关器件较多， 系统控制相对复杂， 同时增加了逆变器系统的硬件成本。本文研究了一种新型的交流谐振环节ZVT软开关三相PWM 逆变器的主电路拓扑及其控制策略， 它具有结构简单、控制方便、系统成本低、效率高等特点。分析了该软开关逆变器的动作模式， 建立了系统的SAPW控制策略，并对系统进行了仿真研究。结果表明该软开关电路拓扑能实现所有功率开关器件的软开关动作。4） 结束语 本文详细介绍了一种ZVT软开关三相SPWM逆变器主电路拓扑及其控制策略，该软开关拓扑的辅助谐振环节仅采用了一个换流开关，具有结构简单， 系统成本低，控制方便等优点。并深入探讨了这种软开关拓扑下的SPWM 控制方法，采用优化的SAPWM 调制波， 能提高直流电压的利用率，提高逆变器的输出电压；采用斜率随输出电流极性交替改变的正负锯齿载波有利于系统软开关功能的实现。详细分析了该拓扑的软开关动作模式，对实现软开关的动作时序进行了数学分析，建立了系统的SPWM 控制策略。并对系统进行了数字仿真，仿真结果验证控制策略的正确性。 4、三相SPWM逆变器的谐波分析及其抑制策略1）作者：李新君、张敏2）摘要对三相电压型SPWM逆变器输出电压和电流谐波及其产生规律进行了讨论。并提出了一种新的易于工程实现的谐波抑制策略，该方法通过正确选扦载波坝率和在正弦调制波上叠加一个三次波波使之成为鞍形波，产生相应的SP WM 波形来控制逆变器开关器件的通断从而改善输出波形。数学分析表明有利于降低输出电压波形畸变系数(THI)、改善谐波电流 损耗和转矩特性，仿真结果证明了这些措施的有效性和可实性。3） 引言 正弦脉宽调制(SPWM)逆变器的性能在很大程度上取决于其输出电压和输出电流中谐波含量的大小。输出的高次谐波会给电动机带来发热加剧，损耗增大，效率和功率因数降低，并产生电磁噪音， 而最大的影响则是谐波导致转矩的脉动， 最终造成转速的脉动，谐波还会对电子设备产生严重干扰，影响周边设备的正常运行。因此，要提高SPWM 逆变器的性能，必须对其输出谐波进行准确分析并有效地抑制。目前， 已经出现了多种能有效抑制谐波的PWM 调制方法，如多电平消谐波 (Sub harmonic)PWM 方法，低次谐波消去法等。随着变频器的日益广泛使用，变频器所产生的谐波而带来的问题也日渐突出。为了提高SPWM 逆变器的性能，本文从工程的角度出发，在借鉴国内外相关研究的基础上，对逆变器输出电压、电流中的谐波及其产生规律进行了较为详尽的分析和仿真， 并提出了一种新的谐波抑制策略。4） 结束语 本文主要分析研究了电压型SPWM 逆变器输出电压谐波及其产生规律，并通过仿真进行了验证。分析研究表明， 选择合适的载波频率和注入适当的三次谐波分量都应是工程应用上较为有效的谐波抑制策略， 而且这两种谐波抑制策略比较简单， 在工程上容易实现。因此，本文对如何改善电压型SPWM 逆变器输出波形的问题具有十分重要的实际意义。5、三相逆变器统一PWM实现方法研究1） 作者：文小玲、尹项根2） 摘要 在3相逆变器中获得普遍应用的脉宽调制方式是正弦波脉宽调制( SPWM) 和空间矢量脉宽调制( SVPWM)。根据SVPWM和载波PWM的内在关系, 将SPWM、各种连续和不连续SVPWM方法统一于一个显性调制函数表达式中, 从而提出了基于载波的统一PWM方法。所建立的统一PWM调制函数既简单又直观, 是进行PWM逆变器仿真分析的有效工具, 特别是在此基础上提出了一种统一PWM快速算法。该算法直接利用三相参考电压瞬时值计算PWM信号的开关状态切换时间, 不需进行坐标变换、三角函数运算、扇区判断和有效矢量作用时间的计算,更易于SPWM和各种SVPWM方法的数字化实现。最后, 对各种PWM方法的电压谐波特性进行了对比分析。仿真和实验结果证明了统一PWM实现方法的正确有效性。3） 结论 根据载波PWM和SVPWM之间的内在关系,提出了一种3相逆变器统一WM实现方法。该方法不仅能直接利用3 相参考电压求出各种典型SVPWM方式的显性调制函数表达式, 以实现基于载波的SVPWM 方法, 既简单又直观, 是进行PWM方法仿真分析的有效工具; 而且能直接利用3相参考电压求出SPWM和各种典型SVPWM方式的开关状态切换时间, 便于用DSP或微处理器实现统一PWM快速算法。仿真和实验结果证明了所提方法的正确性和有效性。同时, 对各种PWM方法的电压谐波特性进行分析的结果表明, 当调制比M较小时SPWM和CSVPWM的电压谐波畸变率比DPWM的小, 随着M 的增加, DPWM的电压谐波畸变率大大减少, 当M较大时, 从谐波特性和开关损耗两方面综合考虑DPWM的性能最佳。6、三相电流型逆变器的P WM控制方法研究1） 作者：袁兆凯、张加胜、刘希臣2） 摘要电流型逆变器通常采用正弦调制波和高频锯齿波载波比较的方式产生PWM脉冲。对于这种方法来说，如果逆变器直流输入电流中含有脉动成分，则交流输出电流中的谐波分量就会增加。为了抑制这些谐波分量，人们采用了有源滤波和无源滤波：但都还存在着这样那样的问题，要么电路复杂化，要么成本提高了，要么抑制效果不太理想。本文提出了一种有效的三相电流型逆变器的PWM控制方法，给出了利用80C1 96MC单片机实现的思路，通过实验证明了这种方法的正确性。 3）结束语基于梯形波和三角波比较产生PWM的方式，经过有效的波形翻折变形，得到易于单片机实现的“梯形半折分段调制法”。利用80C196MC单片机的片内波形发生器WFG产生控制三相电流型逆变器的PW M控制信号，再通过其他的外围电路，最后产生6个PWM控制信号来分别控制逆变器的6个功率开关。这样得到的电机两相输出电流的波形如图8所示。当逆变器的输出频率较低时，电机的转矩脉动较大，此时适当增IPW M脉；中数可以达到减小电机转距脉动的目的。实验结果表明本文提出的梯形半折分段调制法切实可行。 7、三相 逆变器统一空间矢量PWM 实现方法1） 作者：文小玲、尹项根、张哲2） 摘要通过分析空间矢量脉宽调制(SVPWM )和载波PWM 方法之间的内在关系，建立了包含各种连续和不连续SVPWM及SPWM 方法的显性调制函数表达式，从而提出了基于载波的统一SVPWM 实现方法。并且，在此基础上提出了一种三相逆变器统一SVPWM 快速算法。该算法直接利用三相参考电压瞬时值计算PWM信号的开关状态切换时间，不需进行坐标变换、三角函数运算、扇区判断和有效矢量作用时间的计算等， 因此更易于各种SVPWM方法的数字化实现。最后，对三相逆变器在SPWM和各种SVPWM控制方式下的输出电压谐波特性进行了对比分析。仿真和实验结果表明本文提出的三相逆变器统一空间矢量PWM实现方法是可行的和有效的。3） 引言本文通过综合分析SVPWM与载波PWM之间、不同零矢量分配方式与连续和不连续SVPWM方法之间的相互关系， 建立了包含SPWM 和各种SVPWM 方法的统一显性调制函数表达式，并提出了基于载波的统一SVPWM 实现方法。同时，在此基础上推导出全部连续和不连续SVPWM 波形的开关状态切换时间计算公式，进而提出三相逆变器统一SVPWM快速算法。该算法直接利用三相参考电压瞬时值计算各种连续和不连续SVPWM波形的开关状态切换时间，不需进行坐标变换、三角函数运算、有效矢量作用时间计算、扇区判断和区域转换，因而更易于数字化实现。最后， 对三相逆变器在SPWM和各种SVPWM控制方式下的输出电压谐波特性进行了比较分析。4）结论 本文提出的三相逆变器统一SVPWM 实现方法包含两个方面的内容：其一，将零矢量分配因子与各种连续和不连续SVPWM 方法之间的关系统一于一个显性的调制函数表达式中，可以实现基于载波的统一SVPWM 方法；其二，通过直接利用三相参考电压瞬时值计算各种SVPWM方式的开关状态切换时间的统一SVPWM 快速算法， 比常规SVPWM 算法更易于数字化实现。仿真和实验结果验证了该方法的正确性和有效性。同时，利用所提出的统一SVPWM 实现方法对三相逆变器在不同SVPWM 控制方式下的输出电压谐波畸变率进行比较分析的结果表明当调制比M较小时连续SVPWM的电压谐波畸变率比不连续SVPWM 的小，但随着M的增加，不连续SVPWM 的电压谐波畸变率大大减小。8、三相软开关PWM 逆变器载波方式的选择1） 作者：陈国呈、周勤利2） 摘要详细阐述不同载波方式对PWM 逆变器输出特性的影响。指出三角载波用于硬开关PWM 逆变器时。由于死区时间的影响，其输出电压电流在基波频域中含有谐波成分；软开关PWM 逆变器如果也采用三角载波，则不但难以控制谐振电路的起振时间，而且谐振电路损耗大。直流电压的利用率低；硬开关PWM 逆变器采用锯齿载波调制， 必将导致严重的电流波形失真；软开关PWM 逆变器交替使用正负斜率锯齿载波，不但谐振电路的起振时间容易控制， 而且不会导致由死区时间引起的输出电压电流波形的失真。3）结束语 本文详细阐述了不同载波方式对PWM 逆变器输出电流波形的影响。指出，三角载波适用于硬开关PWM 调制， 由于死区时间的影响，在逆变器的电流中含有(6i1)次谐波成分。当载波频率比和死区时间不是很大时，这种影响在可容忍范围；软开关PWM 逆变器如果也采用三角载波，则不但难以控制谐振电路的起振时刻，而且谐振次数大大增加，谐振电路的损耗越大，直流母线电压的利用率也越低；硬开关PWM 逆变器如果采用锯齿载波调制。必将导致严重的电流波形失真；软开关PWM 逆变器交替使用正负斜率锯齿载波，不但谐振电路的起振时刻容易控制，而且因为不存在开关器件由000状态到111状态的跳变，且逆变桥上功率开关器件的导通都落在谐振槽内，因此输出电流波形具有很好的正弦度，这也是本软开关PWM 逆变器所特有的优点。9、一种三相SPWM 逆变器的建模和控制方法1） 作者：董锋斌、皇金锋、钟彦儒2） 摘要针对三相SPWM逆变器这个离散的、非线性的动态系统，引入开关周期平均算子将离散的系统变换为连续的系统，应用小信号扰动法将非线性的系统变换为线性的系统，建立了系统的小信号动态数学模型，推导出从调制器输入到逆变器输出的传递函数。由于此系统属于多输入多输出的程序控制系统，且系统模型中含有二阶振荡环节，提出应用滞后一超前补偿对系统校正较为合理。并以TMS320F2812为控制器构建了闭环自动控制系统，验证了数学模型和控制策略的合理性，解决了这类本质非线性系统的线性控制问题。3）结论 引人开关周期平均算子，应用小信号扰动法将三相电压型PWM逆变器这个离散的、非线性的动态系统变换为连续的、线性的系统；分析了系统的小信号动态数学模型，推导了工程设计中需要的从调制器输入到逆变器输出之间的传递函数。指出应用滞后一超前补偿校正这个多输入多输出的程序控制系统较为合理。实验结果验证了数学模型和控制策略的合理性，为工程技术人员提供理论依据。此种建模与控制方法也可推广到其它类型的PWM变流器。10、LOAD PERFORMANCE OF PMLSM IN LOWER SPEEDREGION FED BY SINUOIDAL PWM INVERTER1） Author: Si Jikai Chen Hao Wang Xudong Yuan Shiying Shangguan Xuanfeng2） Abstact:For the permanent magnet linear synchronous motor (PMLSM) fed by sinusoidal PWMvoltage source inverter in the lower speed condition without feedback control, load performance isdifferent from the PMLSM working in high speed region. The paper adopts time-step finite elementmethod and field circuit coupling method to investigate load performance of the PMLSM to drivehorizontal transportation system with light load and heavy load condition respectively. It is shown thatload performance of the PMLSM in the heavy load condition is highly better than those in light loadoperation conditions, and operation current becomes lower with load increasing. The validity is verifiedby comparisons of simulation and experimental results.3) ConclusionIn the paper, field-circuit coupling method of the time-step finite element method and outer electric power circuit is utilized to analyze special load performances of lower speed of PMLSM with large ratio of the resistance to the inductance, large air gap and three-phase unbalance. Analysis results show that load performances of the PMLSM in the heavy load condition are highly better than light load operation conditions, and operation current becomes lower with load increasing because of the large ratio of the resistance to the inductance and large air gap. Due to existence of detent force, the PMLSM mover speed fluctuates in the range of the synchronous speed. If the detent force of PMLSM with open loop control is reduced, the mover speed is quite close to synchronous speed.5） 方案选择论证方案一 基于单片机的三相PWM逆变器设计本控制器采用基于87C196MC单片机技术的三相PWM逆变器。87C196MC单片机是专门为电动机与电源控制所设计的一种16位微控制器，内含三相波形发生器(WFG)和若干其他资源配置。其中波形发生器有专门的死区时间控制器，且有多种工作方式可灵活编程以适应不同变换器的控制要求。WFG的各种工作方式可用于产生中心对准和边沿对准的PWM波形，特别适用于控制电机和其他需要PWM输出的装置。基于单片机的三相PWM逆变器如图1所示，主要由单片机基本应用单元、IGBT保护电路、IGBT驱动电路、人机接口，以及主电路构成，单片机工作后，通过键盘得到工作参数，并在液晶屏上显示工作状态，通过驱动电路将控制信息发送给主电路。图1 基于单片机的三相PWM逆变器设计结构图87C196MC 单片机电源电路三相PWM逆变器主回路IGBT保护电路晶振电路复位电路矩阵键盘液晶显示IGBT驱动电路方案二 基于嵌入式的三相PWM逆变器设计本设计利用STM32系列基于Cortex-M3内核的32位嵌入式处理器。系统充分利用STM32F103X片上丰富的外设资源，2个12位的模拟擞字转换器(ADC)，实现单次或扫描转换来接收各种传感器、变送器产生的电压、电流信号。采用互感器，有效得到主电路电信号参数，提高控制的可靠性，同时也用于保护内部CPU等部件。如图2所示，此方案采用嵌入式处理器，性能优越，接口丰富，可嵌入操作系统，在处理非常复杂的控制算法中有着独到的优越性，可进行多种算法切换，但根据本系统中功能不是特别复杂的实际情况，使用嵌入式处理器会造成资源浪费，且价格昂贵，不切实际。图2 基于嵌入式的三相PWM逆变器设计结构图STM32F103X ARM电源电路三相PWM逆变器主回路IGBT保护电路晶振电路复位电路互感器液晶显示IGBT驱动电路矩阵键盘方案三 基于DSP的三相PWM逆变器设计本设计利用ADSP系列ADSP-2116x作为控制芯片，DSP特别适合于进行数字信号处理运算，主要应用于实时快速地实现各种数字信号处理算法，它有诸多优点如：在一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法；程序和数据空间分开，可以同时访问指令和数据；片内具有快速RAM，通常可以通过独立的数据总线在两块中同时访问；具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持；快速的中断处理和硬件I/O支持；具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器；可以并行执行多个操作；支持流水线操作，使取指、译码和执行等操作可以重叠执行。图3 基于DSP的三相PWM逆变器设计结构图ADSP-2116x DSP电源电路三相PWM逆变器主回路IGBT保护电路晶振电路复位电路互感器液晶显示IGBT驱动电路矩阵键盘如图3所示，在本设计中，由于不需要进行大量计算，控制也不是很复杂，同时由于DSP芯片价格较高，与上述两种方案相比，采用DSP作为控制芯片会造成资源更加浪费，不切实际。基于以上分析，选择方案一。6） 参考文献1 陈伯时，电力拖动自动控制系统，机械工业出版社，2000.2 陈坚，电力电子学电力电子变换和控制技术，高等教育出版社，20023 王兆安 黄俊，电力电子技术（第版）, 机械工业出版社，2003.4 曾方，DCAC三相软开关PWM逆变器，电气时代，20055 陈国呈，周勤利等，三相软开关PWM逆变器载波方式的选择，电工技术学报，20036 陶永华，新型PID控制及应用.M北京：机械工业出版社，20007 张燕宾，SPWM变频调速应用技术M北京：机械I业出版社，1999毕业论文（设计）成绩评定表（一）毕业论文（设计）题目三相pwm逆变器的设计与研究学生姓名朱翔专业班级自动化07102班学号200716010221指导教师评语：建议成绩： 指导教师签名： 年 月 日毕业论文（设计）成绩评定表（二）毕业论文（设计）题目三相pwm逆变器的设计与研究学生姓名朱翔专业班级自动化07102班学号200716010221评阅人评语：建议成绩： 评阅人签名： 年 月 日毕业论文（设计）成绩评定表（三）毕业论文（设计）题目三相pwm逆变器的研究与设计学生姓名朱翔专业班级自动化07102班学 号200716010221答辩时间答辩地点答辩小组成员姓名职务（职称）姓名职务（职称）姓名职务（职称）答辩委员会评语：答辩小组组长签名： 答辩委员会主任签名： 年 月 日系毕业论文（设计）工作领导小组审查意见： 评定成绩 组长签名： 年 月 日一、外文资料译文：正弦PWM 电压源逆变器供电的永磁直线同步电机低速负载性能司纪凯 陈 昊 汪旭东 袁世鹰 上官璇鹰（1. 中国矿业大学信息与电气工程学院 徐州 2210082. 河南理工大学电气工程与自动化学院 焦作 454000）摘 要对于开环低速区由正弦PWM电压源逆变器供电的永磁直线同步电机（PMLSM）而言，与工作在高速情况的PMLSM 负载性能不同，本文采用场路耦合时步有限元的方法研究PMLSM驱动水平运输系统的两种负载工况：轻载与重载。结果显示，PMLSM 工作在重载情况下的负载性能较轻载优，且电机的工作电流随着负载的增大而减小。仿真与实验结果验证了该方法的有效性及正确性。关键词：永磁直线同步电机，负载性能，正弦PWM，电压源逆变器，时步有限元法，场路耦合1 引言永磁直线同步电机（PMLSM）已广泛应用于多种领域，因为该电机具有高效性、高精度的控制性等特点,从自动化的运输操作系统到复杂精细的军事设备都会运用到它。然而，对于在较低速情况下的PMLSM的负载性能的研究是非常必要的，并且同步旋转电机和PMLSM在高速情况下也有很多不同的特征。PMLSM在低速情况下因为有多而有效的气压和低频率，电机具有抗电感能力强的基本特性。很多PMLSM具有这些特性，因为适用于PMLSM的转速和频率是有限的。通过文献【5】可以得出，适用于PMLSM的规格是一样的。电机的运转频率是6HZ，磁极距必须是30毫米。时步有限元分析法的研究为正弦PWM电压源逆变器供电的电机驱动作了依据，并且由于PWM电压源逆变器，人们对于时间步长的价值观也改变了。在文献【6】中，作者在边缘效应的基础上描述了激励永磁同步电机的部分动态性能。对于PMLSM驱动的启动和控制的相关方面已经有所研究。电机规格也是一样的。电阻是7.6，电感是17.6mH，最大转速是2m/s。根据文献【7】显示可知，模拟电压是7V，频率是3Hz，负载驱动力是20N。电压源逆变器供电的PMLSM的动态特性的滞后性，是考虑了在合成铝板和固体回收铁中的涡电流，并通过分析时步有限元法和无线网络技术得出的。在文献【3】中，适于PMLSM的规格如下。电阻是5.2，电感是2.8mH，电机驱动的转速是0.9m/s。文献【8】已经呈现出PMLSM基于正弦交流电流源，如大电感和电阻率，的稳态性能。但是，对于在低频率下的有大的电阻率和电感、半导体的SPWM逆变器操作，动态性能指标的研究在上述文献中比较缺乏。因此，研究电机在不同负载下的动态性能是极其重要的。最近，通过精确的磁场分析，已经研究提出了电机的动态性能。其中的一种数学方法是基于有限元法的方法，它被越来越多的应用于精确探讨不对称磁场的动态性能。至于PMLSM，它有三相不平衡绕组、开放磁路、电阻率、电感系数、相位、谐波和电机电流。采用解析法和传统的有限元法客观地研究一个或两个极点的周期边界条件，是很困难的，另外考虑到连接外部SPWM变频器和磁场的问题，因此，本文就采用有限元分析法研究电机在不同负载的情况下，其暂态过程的性能，如：推力、移动速度和绕组电流。由于PMLSM靠SPWM电压源逆变器供电，电机的电流是不知道的，并且电机的电压还包括许多谐波分量，这就使有限元分析法不是很理想了。因此采用研究负荷性能时步有限元法和场耦合法就可以很好的研究该系统。这篇文章提出了使用时步有限元法和场耦合法研究电机在不同负荷情况下的性能。以下将会系统的讲解，在第二部分中，将对永磁交流同步直线电机进行描述。有限元模型在第三节中讲解。在论文第四部分将会研究PMLSM在不同负载下的性能并进行仿真和总结。在第五和第六部分，就总结实验结果并总结结论。2 物理分析模型这个模型主要是由三相绕组和核心扩展插槽组成，其次是由永久性磁铁和在铁轭表面上分离出来的磁性组成。PMLSM的规格如下表1所示。其中含永磁磁铁磁化的漏磁量等。PMLSM的性能规格就在下面的表格中。PMLSM 规格表 型材 项目 材料和单位 相位 3 匝数 90主要 电枢材料 铁 磁极距 39mm 槽距 13mm 主存材料 永久性磁铁 宽度 27mm 其次 高度 7mm 长度 120mm 镶嵌 表面型 空隙 5mm 图1 物理模型的方法建立的永磁直线型同步电机主要部分 2齿轮 3开槽 4绝缘磁铁材料 5永磁铁 6铁轭3 PMLSM励磁电路的数学模型把SPWM电压源逆变器，电机边缘效应影响因素考虑进去，采用励磁电路方法计算电磁的暂态方程，解决向量电磁场的变化过程及电机的稳态方程，由励磁电路相结合的电磁场时步有限元方程，并说明在电枢绕组中的绕组电路电动势方程。瞬变场的控制方程，电磁场是可变的，其依据是麦克斯韦方程式。如方程式（1）可示：其中 Az向量电磁场中z轴方向的分量 Js电流密度 Jm磁化密度 磁导率 在摘要中，2-d模型可以被分为三角元素构成网孔。在运用伽辽金法后，运动方程的分析模型为：其中 A未知的潜在向量电磁场 I绕组电流 S,C,T系数 G等效的矩阵磁化电流密度 在外磁场作用下，磁介质磁化后出现的磁化电流要产生附加磁场。等效磁化法被用来处理永磁型场。磁化强度的符号是M0. 由于电机较大的空隙特点，PMLSM的电阻和漏磁电抗没有被忽视。根据欧姆定律和法拉第电磁感应定律，关于电动势和电压的产生的三相绕组式如方程【4】：其中 感应电动势 Ll自感系数 R线圈电阻 U线圈电压其中 N有效的线圈匝数 B磁通密度 S1有效面积 S2有效面积适用于PMLSM的磁路和电路是不平衡的，从而固定连接器的电势不等于零域上的电势。因此电机的相位方程修改如下：其中 U0逆变器的输出电压 g0逆变器开关功能 Ud直流电压采用麦克斯韦法计算PMLSM的电磁力，其中包含了所有种类的谐波成分。电机电磁力的正弦分量计算载于公式（9）。电机电磁力的垂直分量计算载于公式（10）。其中 L1绕组的有效长度 L2积分长度 Bxx轴方向的磁通密度 Byy轴方向的磁通密度 FT正弦方向上的电磁力 FN垂直方向上的电磁力PMLSM的运动方程如下：其中 m质量 v速度 FL负荷重力4 仿真结果仿真结果图形如下。恒定电压是30V，模块频率是2Hz，轻负载是50N，重负载是130N，电机额定同步速度是0.156m/s，这与PMLSM实验模型的参数是保持一致的。从仿真结果我们可以得到，空间磁场的功能元素及外部电路的状态作用。由于靠电压逆变器提供电压，外部条件可以忽略不计。图2是在50N负载下的三相电流的仿真图形。图3是驱动力。图4是在50N负载下的速度。图5图7是在130N负载下的仿真图形。从图2和图5，我们可以看出在50N负载下的三相电流比在130N负载情况下的要大。因为PMLSM的磁路电枢绕组是开放的，不连续的。比较图3和图7，我们可以看出PMLSM在130N负载下的驱动力更大。在图4和图7中可以看出，在130N负载的情况下，电机的性能更好，更稳定。如果产生的适用于PMLSM的磁阻力减少，移动速度基本上是接近同步速度的，因为有许多谐波，速度要完全相同是不可能的。（a阶段，b阶段，c阶段）图2 在50N负载下的三相电流图3 在50N负载下的驱动力图4 在50N负载下不减少磁阻力时的速度图5 在130N负载下的三相电流图6 在130N负载下的驱动力图7 在130N负载下的速度5 实验结果电压和电流是通过传感器来检测的。速度是通过E6B2型号的旋转编码器测得的，这个转速可以转化为电机的直线速度。数据采集系统可以通过Turbo C来编辑。图8和图11分别是在50N和130N情况下的三相电流。图9和图12是分别在两种负载下的驱动力。图10和图13是在这两种负载下的速度。通过仿真和实验结果，我们可以看出，这两种情况都是可以的。图8 在50N负载下的三相电流图9 在50N负载下的驱动力图10 在50N负载下的速度图11 在130N负载下的三相电流图12 在130N负载下的驱动力图13 在130N负载下的速度6 总结在上述内容中，励磁电路耦合法中的时步有限元法和外部电路被用来分析专门适用于永磁交流同步电机在大阻力、大电感、大气隙和三相不平衡的低速度的情况下的负载性能。分析结果表面，PMLSM在重载情况下的负载性能比轻载时好，并且电机的工作电流随着负载的增大而减小。由于止动装置的存在，PMLSM产生磁阻力的波动，同步转速范围的移动速度。如果引起的适用于PMLSM的开环控制的磁阻力降低，转动速度将相当接近于同步速度。参考文献1 Wang Xudong, Yuan Shiying, Jiao Liucheng, et al.3-D analysis of electromagnetic field and performance in a permanent magnet linear synchronous motorC. IEEE International Electric Machines and Drives Conference, Cambridge, MA USA, 2001: 935-938.2 Bianchi N. Analytical computation of magnetic fields and thrusts in a tubular PM linear servo motorC. Conference Record-IAS Annual Meeting (IEEE Industry Applications Society), Rome, Italy, 2000, 1: 21-28.3 Bon Gwan Gu, Kwanghee Nam. A vector control scheme for a PM linear synchronous motor in extended regionJ. IEEE Transactions on Industry Applications, 2003, 39(5): 1280-1286.4 Gore V C, Cruise R J, Landy C F. Considerations for an integrated transport system using linear synchronous motors for ultra-deep level miningC. IEMD 99, Seattle, Washington, USA, 1999: 568-570.5 Jung In Soung, Hyun Dong Seok. Dynamic characteristics of PM linear synchronous motor driven by PWM inverter by finite element analysisJ. IEEE Transactions on Magnetics, 1999, 35(5): 3697-3699.6 Sang Yong Jung, Hyun Kyo Jung, Jang Sung Chun, et al. Dynamic characteristics of partially excited permanent magnet linear synchronous motor considering end-effectC. IEEE International Electric Machines and Drives Conference, Boston, USA, 2001: 508-515.7 Kwon Byung Il, Woo Kyung Il, Kim Duck Jin,et al. Finite element analysis for dynamic characteristics of an inverter-fed PMLSM by a new moving mesh techniqueJ. IEEE Transactions on Magnetics, 2000, 36(4): 1574-1577.8 Shangguan Xuanfeng, Li Qingfu, Yuan Shiying. Analysis on characteristics of permanent magnet linear synchronous machines with large armature resistance and small reactance C. The Eighth International Conference on Electrical Machines and Systems, Nanjing, China, 2005, 1: 434-438.9 Tounzi A, Henneron T, LeMenach Y, et al. 3-D approaches to determine the end winding inductances of a permanent-magnet linear synchronous motorJ. IEEE Transactions on Magnetics, 2004, 40(2): 758-761.10 Yamaguchi T, Kawase Y, Yoshida M, et al. 3-D finite element analysis of a linear induction motorJ. IEEE Transactions on Magnetics, 2001, 37(5): 3668-3671.11 In Soung Jung, Sang Baeck Yoon, Jang Ho Shim, et al. Analysis of forces in a short primary type and a short secondary type permanent magnet linear synchronous motorJ. IEEE Transactions on Energy Conversion, 1999, 14(4): 1265-1270.外文原文资料信息1 外文原文作者：Si Jikai Chen Hao Wang Xudong Yuan Shiying Shangguan Xuanfeng2 外文原文所在书名或论文题目：LOAD PERFORMANCE OF PMLSM IN LOWER SPEED REGION FED BY SINUOIDAL PWM INWERTER3 外文原文来源：TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY出版社或刊物名称、出版时间或刊号、译文部分所在页码：Vol.23 No.9 Sep. 2008网页地址：二、外文原文资料：LOAD PERFORMANCE OF PMLSM IN LOWER SPEEDREGION FED BY SINUOIDAL PWM INVERTERSi Jikai1,2 Chen Hao1 Wang Xudong2 Yuan Shiying2 Shangguan Xuanfeng2（1. China University of Mining and Technology Xuzhou 221008 China2. Henan Polytechnic University Jiaozuo 454000 China）ABSTRACTFor the permanent magnet linear synchronous motor (PMLSM) fed by sinusoidal PWMvoltage source inverter in the lower speed condition without feedback control, load performance isdifferent from the PMLSM working in high speed region. The paper adopts time-step finite elementmethod and field circuit coupling method to investigate load performance of the PMLSM to drivehorizontal transportation system with light load and heavy load condition respectively. It is shown thatload performance of the PMLSM in the heavy load condition is highly better than those in light loadoperation conditions, and operation current becomes lower with load increasing. The validity is verifiedby comparisons of simulation and experimental results.Keywords: Permanent magnet linear synchronous motor (PMLSM), load performances, sinusoidal PWM (SPWM) inverter, time-step finite element method, field circuit coupling method1 IntroductionThe permanent magnet linear synchronous motor(PMLSM) has been widely used in many applications from transportation system to office automation and military devices because the motors have lots of merits as high efficient, high accuracy position control, etc1-4. However, it is necessary that load performance of lower speed of PMLSM is profoundly researched, which has lots of characteristics to different from rotating synchronous machine and PMLSM in the high speed region. PMLSM in lower speed region has the essential characteristics that there are large ratio of the motor resistance to inductance and large leakage inductance because of large and effective air gap and lower operation frequency. Lots of PMLSMs have the characteristics because the moving track of PMLSM is limited and the mover steady state running speed of PMLSM is finite. In the Ref.5,specifications of PMLSM were as follow. The motor operation frequency was 6Hz, the pole pitch was 30mm. In the literature FEA method for electric machines driven by PWM inverter was proposed and the value of time-step was changed according to theswitching logic of PWM inverter. In the Ref.6, the authors presented the dynamic characteristics of partially excited permanent magnet linear synchronous motor considering end-effect. The starting and control characteristics related to the capability in PMLSM driving were investigated. The specifications of the motor were as follow. The resistance was 7.6 of sample A, the inductance was 17.6mH, the maximum speed was 2m/s. As the Ref.7shown, the simulation condition was 7V, 3Hz and load thrust was 20N. The dynamic characteristics of the hysteresis current controlled inverter-fed PMLSM with the conductive sheet secondary was analyzed through the time-step finite element method and moving mesh technique, which considering eddy-currents in the secondary aluminum sheet and solid back iron. In the Ref.3, the specifications of PMLSM were as follows. The resistance was 5.2, the inductance was 2.8mH,the motor was running at 0.9m/s. Ref.8 had presented the steady-state performance of PMLSM based on sinusoidal ac current source such as larger ratio of resistance and inductance, and the mover in and out the primary. Unfortunately, as for the PMLSM fed by SPWM inverter operated in lower operation frequency region with larger ratio of resistance and inductance and larger leakage inductance, the study of dynamic performance is poor in above-mentioned literatures and it is important to investigate the motor dynamic performance in difference loads conditions.Recently, many numerical methods have been proposed to investigate motors dynamic performance through accurate magnetic field analysis. One of the numerical methods based on the finite element method, which is more and more used to accurately investigate dynamic characteristics of specify and new machines structures or asymmetry magnetic field, can consider geometric details and the nonlinear of magnetic circuit9-11. As for PMLSM, it has threephase windings unbalance, magnetic circuit opening, bigger ratio of resistance and inductance of the phase windings, and time harmonic for the motor current existence. It is difficult to study the motor performances adopting the analytical method and the conventional FEM with objective of one or two poles considering period boundary conditions, additionally considering the linkage questions of outer SPWM inverter and magnetic field, thus, the paper uses total model of the motor FEA to attain transient process performances such as thrust, the mover speed and windings current in different load conditions. Due to the PMLSM fed by SPWM voltage source inverter, the currents of the motor are unknown and voltage includes lots of harmonic components, the effect of using one tool of finite element method is not ideal. Thus time-step finite element method and coupling field circuit method is adopted to investigate load performances of the motor driving horizontal transportation system. The paper presents simulation tools, which using time-step finite element method and field circuit coupling method and experiment to investigate the motor performances in two loads conditions, light load and heavy load. The paper is organized as follows. In section , the prototype PMLSM is described. FEM model is established in section . Insection simulation results of PMLSM load performances are attained and discussed. In section experimental results are presented. Lastly, in section some conclusions are drawn.2 Analysis modelThe primary is composed of three-phase windings and core opened slot, and the secondary consists in permanent magnets and the separated magnetism piece which placed on the surface of the iron yoke. Single side type short primary and surface mounted PMLSM are shown in Fig.1, in which permanent magnet magnetization is unanimous to air gap flux axis, leakage flux in poles interval lower and craftwork simple. The specifications of PMLSM are shown in Table.Table PMLSM specificationsFig.1 Physical model of surface permanent magnet linear synchronous motor1 The primary 2Tooth 3Slot 4Material of insulating magnet 5Permanent magnet 6The secondary yoke3 Field-circuit coupling mathematic model of PMLSMTo take circuit fed by SPWM voltage source inverter and the motor end effects into account, the paper adopts field-circuit coupling method to calculate electromagnetic transient process, solve equation variables of magnetic vector potential and the motor phase current, which are combination of electromagnetic field time-step finite element Equ. and threephase windings circuit equations. by electromotive force in the armature windings. Transient field governing equations. in which Az denotes magnetic vector potential is variable are shown in Eq.(1) according to Maxwell equations.where Azz-axis component of magnetic vector potentialJsCurrent density of the primary windingsJmEquivalent magnetizing surface current density of permanent magnetThe permeabilityIn the paper, the 2-D model is subdivided into small triangle elements to form a mesh that covers the entire region adopting n-order unit basic function and linear interpolation. After applying the Galerkin method, thegoverning equations. for the analysis model is expressed aswhere AUnknown magnetic vector potential (A is used in Eq.(1) with different meaning)ICurrent in the windingsS,C,T Coefficient respectivelyG Corresponding matrix of equivalent magnetization current densityEquivalent magnetizing surface current method is adopted to deal with NdFeB type permanent magnet, which is uniformity magnetization, regulation shape, and linear demagnetization. Intensity of magnetization sign is M0.PMLSM resistance and leakage reactance is not neglected due to the motor with large air gap characteristic. According to Ohm law and Faraday electromagnetic induction law, relation of electromotive force and voltage produced the primary three-phase windings is shown in Eq.(4).where The windings flux linkageLlThe motor leakage inductanceRWindings resistanceUWindings phase voltagewhere NWinding effective turnsBFlux densityS1Winding effective area in the slotS2Coupled effective area of the primary and the secondaryTo PMLSM magnetic circuit and electric circuit are unbalance, thus electric potential of the connector of star point is not equal to zero and the motor phase equations. should be changed as follows.Where U0Output voltage of the inverterg0The inverter switch on-off functionUdDirect voltage of bus linkMaxwells stress tensor is adopted to calculate PMLSM electromagnetic force, which includes all kinds of harmonics component electromagnetic force. The motor electromagnetic force tangential component is shown in Eq.(9).The motor electromagnetic force normal component is shown in Eq.(10).where L1Winding effective lengthL2Integral spaceBxx-axis flux density component in the air gap fieldByy-axis flux density component in the air gap fieldFT Electromagnetic thrust forceFN Normal electromagnetic forceMovement equation of PMLSM is shown in Eq.(11).where mMassvThe motor mover velocityFLLoad force4 Simulation resultsThe simulation conditions are as follows. Line voltage is 30V, module frequency is 2Hz, light load is 50N and high load is 130N, the motor rated synchronous speed is 0.156m/s, which are identical to experimental PMLSM parameters. The simulation results are attained from cosimulation of finite element function of magnetic field and space state function of outer circuit. The motor voltage results are neglected because the voltage inverter is not almost affected by the outer conditions. Fig.2 shows simulation results of three phase current in load 50N condition. Fig.3 displays simulation result of thrust force. In Fig.4, the mover speeds in load 50N condition are shown. Short dash line denotes the mover speed in load 50N condition under elimination of PMLSM detent force by changing end shape. Fig.5Fig.7 show respectively simulation results of three-phase current, thrust force, speed of the PMLSMin load 130N condition. From Fig.2 and Fig.5, it is shown that the three-phase currents of the PMLSM in load 50Ncondition are larger than those of in load 130N condition, according to every load condition the motor phase current is unbalance that a phase current value is almost close to b phase current, but both is larger than c phase current value because the PMLSM magnetic circuit is open and armature windings are discontinuous. In terms of comparison with Fig.3 and Fig.6, we can know that the tendency of the thrust force of the PMLSM in load 130N condition is favorable. As shown in Fig.4 and Fig.7, in load 130N condition, the staring performance of the motor iswell and there is little undulation. If the detent force produced armature core length of PMLSM is reduced, the mover speed is basically close to the synchronous speed, but it is impossible that it is absolutely same as synchronous speed because there are lots of harmonic components in current fed from SPWM voltageFig.2 Three-phase current in load 50N conditionFig.3 Thrust force in load 50N conditionFig.4 Speed with and without reducing detent force in load 50N conditioninverter and air gap field is unsinuso- idal even if driven system is with feedback control.Fig.5 Three-phase current in load 130N conditionFig.6 Thrust force in load 130N conditionFig.7 Speed in load 130N condition5 Experimental resultsExperimental inverter type is FR-A241E-55K inverter of Mitsubishi corp. Voltage and current hall sensors are used to detect signs. The mover speed is attained by the rotating encoder for E6B2 type, whose rotating speed can be converted into the motor line speed. Software of the data collection system is edited through Turbo C language.Fig.8 and Fig.11 show three-phase current in load 50N and 130N condition, respectively. Thrust force of the motor in two loads condition is shown in Fig.9 and Fig.12. From Fig.10 and Fig.13, it is shown that there are two speed curves in load 50N and 130N condition. By compar
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