（电力电子与电力传动专业论文）spwm逆变器控制技术研究.pdf

s p w m 逆变器控制找术 i j l = 究 a b s t r a c t r e c e n t l y ，m o r ea n dm o r ea t t e n t i o ni sp a i dt o t h ed i g i t a lc o n t r o la n dp a r a l l e l c o n t r o lf o ri n v e r t e rs y s t e m sw i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fi n f o r m a t i o nt e c h n o l o g y t h i sd i s s e r t a t i o nm a i n l yd e a l sw i t ht h ec o n t r o lt e c h n i q u e sf o rs i n g l ep h a s ef u l l b r i d g es p w m i n v e r t e rw i t hp i dc o n t r 0 1 i nt h ea n a l o g d i g i t a lh y b r i dc o n t r o lm o d e ， b e s i d e st h e a n a l o gv o l t a g er e g u l a t o r , s o m ea s p e c t s s u c ha ss i n u s o i d a lr e f e r e n c e g e n e r a t o r , s p w mc o n t r o ls i g n a lg e n e r a t o ra r ei m p l e m e n t e db yd i g i t a lc o n t r o l l e rt o m a i n t a i nt h ea d v a n t a g e so fb o t ha n a l o gc o n t r o lm a n n e ra n dd i g i t a lc o n t r o lm a n n e r t h ed e s i g na n dr e a l i z a t i o no ft w ot y p e so fh y b r i dc o n t r o lm o d e sa r ea n a l y z e da n d d i s c u s s e dr e s p e c t i v e l y , a n ds o m ec o m p a r i s o nr e s e a r c ho nt h e i rp e r f o r m a n c ei sa l s o c a r r i e do u t i nt h ei n v e r t e rs y s t e mw i t hf i f l ld i g i t a lc o n t r o lm o d e ，t h ed i g i t a lv o l t a g er e g u l a t o r i st h ec o r ec o m p o n e n t ，w h i c hm a yb ed e s i g n e db ym e a l - i so ft h et r a d i t i o n a lc o n t i n u o u s c o n t r o lt h e o r ya n dt h ed i g i t a l i z a t i o nm e t h o d s t h es a m p l i n gd e l a ye f f e c to fc o n t r o l v a r i a b l e sm a yb ed e c r e a s e do re l i m i n a t e db yc h o o s i n gt h er e a s o n a b l ea n a l o g r t o - d i g i t a l s a m p l i n ga n dc o n v e r s i o no p e r a t i o nm o d e s f r o m t h es i d eo ft h eg e n e r a t i o np r i n c i p l e o f s w i t c h i n gs i g n a l sf o rp o w e rs w i t c h e s ，t h eo u t p u td e l a yo fd i g i t a lv o l t a g er e g u l a t o r i ss t u d i e da n d c o m p e n s a t e db y c e r t a i nc o r r e c t i o ns t r a t e g y a h y b r i dd i s t r i b u t e d l o a ds h a r i n gc o n t r o lf o ri n v e r t e r si np a r a l l e lo p e r a t i o ni s p r e s e n t e d ，w h e r et h ec u r r e n ts h a r i n gc o n t r o la n do u t p u ts y n c h r o n i z a t i o nc o n t r o la r e a c c o m p l i s h e d i n a n a l o g m a n n e ra n dd i g i t a lm a n n e rr e s p e c t i v e l y a l lt h ei n v e r t e r m o d u l e sa r e e l e c t r i c a l l y i s o l a t e dw i t ho p t o c o t t p l e r st or e a l i z ear e a l l yr e d u n d a n t p a r a l l e ls y s t e m t h ep a r a l l e lo p e r a t i o n c o n t r o lo ft h ei n v e r t e rm o d u l e sw i t h r o o t m e a n s q u a r ev o l t a g er e g u l a t o r si sa l s os t u d i e d ，a n ds o m e m e a s u r e sa r et a k e nt o i m p r o v e t h ec u r r e n ts h a r i n g p e r f o r m a n c e t h ev a l i d i t ya n df e a s i b i l i t yo ft h ea n a l y s i sm v e r i f i e d b yt h e s i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n tr e s u l t s k e yw o r d s ：p o w e rc o n v e r t e r ，i n v e r t e r ，c o n t r o l ，d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ，p a r a l l e l o p e r a t i o n 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立进行研究 工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容外，本学位论文的 研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本论文所涉及的研究工作做出 贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允许论文被 查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可 以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本承诺书) 作者签名： ! 李：牛二 日期： ! ! 丛：i ：塑 南帛航空航天犬学硕 j 学位论立 u p s c v c f s p w m m c u d s p a d c t 1 c n t t l p r t 1 c m p r c m p r x a c t r d b t c o n g p t c o n c o m c o n a d c t r l l a d c t r l 2 f f t t h d z o h c r e s tf a c t o r c o m l c o m 2 g m ( s ) 吼j m 以 v w 矿 v | n ! 。 吐7 m _ 以( x ) 矿 2 0 1 9 h 注释表 不间断电源 恒压恒频 正弦脉宽调制 微处理器 数字信号处理器 d s p 内部的a d 转换模块 d s p 定时器t l 的计数寄存器或其内容 d s p 定时器t 1 的周期寄存器或其内容 d s p 定时器t 1 的比较寄存器或其内容 d s p 全比较寄存器( x = l ，2 ，3 ) d s p 全比较单元控制寄存器 d s p 死区定时器控制寄存器 d s p 通用定时器控制寄存器 d s p 比较控制寄存器 d s p 的a d c 控制寄存器1 d s p 的a d c 控制寄存器2 快速傅立叶变换 总谐波含量 零阶保持器 整流性负载电流的尖顶系数 并联控制电路的同步信号线 并联控制电路的均流信号线 三角载波周期 低通滤波器传递函数 低通滤波器传递函数相角 基准正弦信号、调制信号角频率 与低频调制信号对应的高频方波 调制信号 调制信号幅值 三角载波信号 三角载波幅值 三角载波角频率 幅度调制比 载波比 贝塞尔函数 高频方波信号 方波幅值 相角裕度 幅值裕度h 的分贝值 s p w m 逆变器挣制技术硼：宄 s 虼 l j c k 叫 6 乙，( j ) g v ，“( j ) 吒( s ) k p 。， 吆( j ) 逆变器额定容量 逆变器额定输出电压( 有效值) 逆变输出频率 逆变器丌关频率 逆变器输出滤波电感 逆变器输出滤波电容 逆变器直流母线电压 逆变输出电压采样电路传递函数 输出电压采样信号不完全微分先行部分传递函数，离散化形式为 g 帅d ( ：) p i 调节器传递函数，离散化形式为g 。( ：) 逆变桥功率级增益 输出滤波器及负载的传递函数 基准正弦信号 输出电压采样信号 输出电压采样信号的微分结果 误差信号 输出变压器次级电压( 基波分量) 逆变输出电压 市电电压 逆变器输出滤波电感电流或输出变压器原边电流 保持器的传递函数 零阶保持器传递函数相角 针对调制信号的延时补偿环节 延时补偿环节传递函数相角 串联超前校正网络分度系数 串联超前校正网络时间常数 串联超前校正网络最大超前角 离散形式的零极点补偿环节 采样信号p ( ，) 的傅氏变换表达式 并联逆变模块的输出电压幅度给定值 并联逆变模块基准正弦信号 并联逆变模块基准正弦信号的幅度 并联逆变模块输出电压反馈信号 并联逆变模块输出电流采样信号 并联系统负载平均电流采样信号 并联系统平均负载电流 ， 0 0 s 十 口 n p ， 啊啊叫忉哳屯卵咖嘶船州枷帕嘶彬啊坳 南京航窄航天人学硕十学位论文 k z w i r e da _ v d 并联逆变模块瞬时环流信号 并联逆变模块输出电流 并联逆变模块输出滤波电感 并联逆变模块输出滤波电容 并联逆变模块瞬时环流 并联逆变模块基准正弦信号到输出电压之间的传递函数 并联逆变模块额定输出电流( 有效值) 并联逆变模块自身的方波信号 各并联逆变模块共事的同步方波信号 各并联逆变模块的平均基准信号 v 的幅值 输出电压反馈系数 输出电流采样系数 并联系统负载 并联系统均流精度 线与运算 w v ( 2 t q以l卵册一_一巧 南京航空航灭 ：学硕卜学位论文 第一章绪论 逆变( d c a c ) 技术是电力电子技术的重要组成部分，广泛应用于交流电机 调速、感应加热、不间断电源( u p s ) 等场合。按照输出电能的去向，逆变电路 可以分为有源逆变和无源逆变两类。本文的研究对象是单相恒压恒频( c v c f ) 无源逆变器。 1 1 s p w m 逆变器及其控制策略 逆变器主电路包括直流供电电源、功率开关管、输出滤波器等，依据电路结 构不同可分为单相半桥、单相全桥、变压器中心抽头推挽式、三相桥式逆变器等。 单相逆变器最常用的结构有半桥和全桥两种。半桥电路结构简单，但输出电压低， 适用于中小容量场合；全桥电路相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路 的两倍，适用于较大容量场合。此外，全桥逆变电路由于桥臂输出电压存在零电 压续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率下可以获得更好的谐波控制。 逆变器的发展大致经历了从方波逆变器到阶梯波合成逆变器、再到s p w m 逆变器的过程。方波逆变器电路拓扑简单，功率器件数目少，直流电压利用率 高，但输出电压可调、谐波含量大滤波器体积重量大1 2j 。阶梯波合成逆变器 电路拓扑复杂，功率器件数目多，输出电压不可调，但输出电压谐波含量小，滤 波器体积重量小，通常采用两组阶梯波合成逆变器进行移相控制以实现对输出电 压基波分量大小的调控【j j 。 s p w m ( s i n u s o i d a lp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 技术，是指调制信号e 弦化的 p w m 技术。由于其具有开关频率固定、输出电压只含有固定频率的高次谐波分 量、滤波器设计简单等一系列优点，s p w m 技术成为目前应用最为广泛的逆变 用p w m 技术。 为了减小逆变桥功率管的开关损耗，同时抑制逆变桥臂输出电压的谐波含 量，可以采用改进的s p w m 技术如单极倍频s p w m 技术，以缓和谐波抑制与效 率提高之问的矛盾。在这种控制方式下，逆变器桥臂输出电压的载波频率是功率 管开关频率的两倍。 典型的逆变器模拟控制策略包括电压瞬时值单闭环反馈控制、电压电流 瞬时值双闭环s p w m 反馈控制、电压电流瞬时值双闭环滞环控制等等，控制技 术比较成熟，应用广泛。随着数字信号处理技术的蓬勃发展，逆变器的数字控制 逐渐成为研究热点。目前，在数字控制逆变器中应用较多的控制策略有：p i d 控 s p w m 逆变器控制技术研究 制【4 - 6 1 、无差拍控制f 7 - 9 、滑模变结构控制【l o - 1 3 j 、状态反馈控制1 4 - 16 、重复控制 伸l 、 人工神经网络控制【2 0 。22 1 、模糊控制【2 3 - 2 5 等。p i d 控制技术简单成熟，实用性强， 便于产品的批量生产，在数字控制逆变器中应用最为广泛。其它一些数字控制策 略虽然可以使逆变器在某些方面具有优越的控制性能，且有较强的理论意义，但 存在或多或少的局限，实用性略有不足。 图11 给出了电压瞬时值单环反馈p i d 控制s p w m 逆变器的控制框图，输 出电压采样信号经过微分环节( d ) 后，与基准正弦给定信号进行减法运算，得 到误差信号，再经p i 调节器，生成调制信号，通过s p w m 电路产生逆变桥各功 率开关的控制信号，控制功率管的通断，使输出电压尽可能跟踪基准正弦给定信 号。显然，对于图1 1 所示的微分先行p i d 控制逆变系统，电压调节器包括两个 组成部分：前向通道中的p i 调节器以及反馈通道中的微分环节。 图1 1p i d 控制逆变器控制框图 为了进一步提高输出电压精度，可以再进行输出电压有效值闭环调节，如图 1 1 所示，通过对输出电压采样信号进行有效值计算，得到实际的输出电压有效 值，将其与有效值给定信号进行比较，调节基准正弦给定信号的幅值，使输出电 压有效值接近有效值给定，从而获得较高的输出电压精度。 1 2 模拟控制方式和数字控制方式 根据电压调节器的实现方式，可以将逆变器的控制策略分为模拟控制和数字 控制两种形式。传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良， 成本较低，但模拟控制也存在一些缺陷f 2 “”j ： 控制电路由模拟器件构成，元件数量众多，型号繁杂，不便于大规模生产， 模拟器件的工作特性易随自身老化和环境变化而改变，降低了控制系统的 一致性和可靠性 设计周期长，调试复杂，产品升级换代困难 模拟控制方式比较单一，较难实现先进的复杂控制算法 很难实现逆变器的网络化、智能化管理维护 2 南京航空航天大学硕上学位论定 伴随着数字信号处理技术的飞速发展，数字控制技术已经成功地应用到电力 电子与电力传动控制领域中来。各种数字控制器件中，数字信号处理器( d s p ) 成为逆变器数字控制的首选。目前，德州仪器( t e x a si n s t r u m e n t s ) 、m o t o r o l a 、 a d i 公司相继推出了适用于逆变电源数字控制的d s p 芯片，其中，以t i 公司的 t m s 3 2 0 系列d s p 最具代表性。逆变器采用数字化控制，具有如下优点【2 “”i ： 可以方便地用软件实现复杂的控制策略，改善系统性能 简化了硬件设计，减少了模拟元件数量，提高了系统抗干扰能力和可靠性 各电源模块一致性好，易于标准化，模块化，升级方便，有效地缩短了设 计研制周期 系统维护方便，可以通过各种接口进行在线监控，故障查询诊断，软件调 试修复等功能，实现网络化管理 便于实现多个电源模块并联运行，组成可靠性更高的冗余供电系统 尽管数字控制有许多突出优点，伴随着对模拟控制器的数字化过程，也产生 了一些新的问题，影响了逆变器的控制性能，限制了数字控制的使用范围。 数字控制逆变系统中，由于采样速率、计算延时等影响，造成控制量不得不 延时起作用，表现为数字调节器的输出信号有延时效应，引起逆变输出电压波形 畸变，增大了输出电压的谐波含量。控制变量的延时效应等价于在控制系统中串 入延时环节，导致系统的相位滞后。以p i d 控制数字逆变器为例，为了保证控制 系统有足够的稳定裕度，系统前向通道增盏只能取的较小，于是增大了系统静差， 降低了控制特性。 当数字控制逆变器输出频率较高时，为了保证输出波形质量，必须相应提高 开关频率、载波频率，载波周期的缩短可能使c p u 来不及运算，设计的控制策 略就无法得到实现。 数字控制器的运算处理能力毕竟是有限的，当c p u 运算任务繁重或资源不 足时，无法完成复杂的数字调节器运算。若选用功能更强大的c p u ，设计成本 就会明显增加，降低了产品的竞争力。 针对数字控制逆变系统输出特性不够优良的问题而提出的新的复杂控制算 法，如重复控制、无差拍控制等，具有较大的局限性，并不能从根本上解决问题。 鉴于上述原因，在有些应用场合，模拟、数字混合控制逆变器因其较高的性 价比而具有较大的实用价值。 文献 2 6 1 对数字控制逆变系统中控制变量的采样延时、输出信号的延时效应 进行了研究，并且提出了一些补偿措施。分析表明，还可以通过采样方式的优化 设计进步减小控制变量的采样延时，此外，采用的串联超前校正环节只能在特 定的频率范围内补偿输出延时补偿作用有限。 s p w m 逆变器_ 牵制技术研究 1 ，3 逆变器并联运行控制技术 电源系统的发展方向之一是用分布式电源系统代替集中式电源系统。在交流 电源系统从传统的集中式供电模式向分布式供电模式发展的过程中，必须解决的 一个重大课题就是逆变电源的并联技术。逆变电源的并联技术是提高逆变器运行 可靠性和扩大供电系统容量的重要技术手段口。和单台大容量电源模块相比，多 个小容量电源模块的并联系统具有许多优点【3 2 j ： 输出功率可以扩展，使设计灵活； 单个模块只处理较小功率，降低了应力；。 应用冗余技术，提高了系统可靠性； 设计可以标准化； 易于维护。 与直流电源的并联控制相比，逆变器并联运行控制要复杂得多，原因在于逆 变器输出的是正弦波，将某个逆变电源模块投入并联供电系统时，必须控制其输 出电压的频率、相位、幅值使之与并联系统输出电压的相应参量的差异在容许的 误差范围以内，才能保证并联供电系统安全稳定地运行。为了提高并联系统的可 靠性，要求逆变电源模块可以进行热插拔。任意切除一个模块时，并联系统仍有 能力承担全部负载而不致出现过载，即系统应具有n + i 的冗余度。此外，当并 联系统单个模块出现故障时，系统应能迅速检测出故障逆变器并将其切除，同时 使负载功率在其余模块之间均匀分配p ”。 逆变电源并联技术的研究始于上世纪7 0 年代，国外很多公司如爱克赛 ( p o w e r w a r e ) 、a p c 、西门子( s i e m e n s ) 、梅兰日兰( m g e ) 、三菱( m i t s u b i s h i ) 、 东芝( t o s h i b a ) 等都推出了具有并联功能的逆变电源产品 3 4 1 。国内在9 0 年代末 开始研究逆变器并联，其中有代表性的是我校及华中科技大学，目前都已提出一 些实用性方案并获得应用。 在已有的均流控制方法中，从并联模块间关联密切性的角度来看，逆变器并 联控制方式主要分为三类：集中式( 或主从式) 3 5 - 3 6 1 、分布式 3 3 9 】和无互连线控 制【4 0 - 4 1 1 。 集中式控制并联系统由单个主模块和多个从模块构成，主模块实现稳压及均 流控制，从模块跟随主模块的给定电流。在各种负载条件下及动态过程中，系统 均可很好地均流。从模块之间可以实现冗余，但是从模块必须依赖主模块工作， 一旦主模块失效，整个并联系统就无法工作。 通常的分布式控制原理是采样环流信号并将其分解为有功和无功分量，分别 调节逆变模块输出电压的相位和幅度以实现均流，主要问题是信号处理比较复 杂，需要复杂的处理器，而且调节过程较慢，动态均流效果不好。 4 南京航空航天大学琐 学位论文 无互连线控制是基于外特性下垂原理，模块之唰没有信号互连线，只有输出 至负载的功率线。各模块控制电路仅仅检测自身的输出功率，进行有功和无功分 解后，分别调整其输出电压的频率和幅度以实现均流，目前均流精度和实际运行 时的可靠性不够理想。 文献 4 2 4 4 1 提出了逆变器并联运行的一种分布式控制策略，其基本原理是将 并联控制解耦成同步控制和均流控制，无需复杂的运算控制单元，即可实现并联 系统各逆变模块的瞬时均流，简化了并联控制的实现，降低了系统的成本。本文 第四章研究的模数混合分布式逆变器并联控制技术，是上述控制策略的改进方 案，突出的特点是实现了并联模块的隔离、允许模块进行热插拔，并且提高了具 有输出电压有效值调节器的逆变模块并联运行时的均流精度。 1 4 本文的主要内容 本文着重研究了s p w m 逆变器的相关控制技术。从逆变器自身的控制策略 出发，分析了逆变器的两种模拟数字混合控制方案和全数字控制方式，在此基 础上，研究了逆变器的模数混合分布式并联控制技术。全文共分五章，主要内容 如下： 第一章讨论了s p w m 逆变器的主电路拓扑及控制策略，分析了模拟控制方 式和数字控制方式的优缺点，概括了逆变器并联运行及相关技术的研究状况，介 绍了本文的主要研究内容。 第二章论述了逆变器的模拟数字混合控制方式，分别分析了两种混合控制 方案的设计与实现。方案i 利用d s p 产生基准正弦信号，并对控制变量进行采 样、运算和处理以实现各种保护功能。方案i i 是在方案i 的基础上。利用主控 d s p 作为p w m 控制信号发生器，简化了硬件电路设计。通过对两种方案的比较 研究，给出了相应的实验结果，并对一些问题的产生原因进行了初步分析。 第三章研究了逆变器的数字控制方式，采用模拟化方法进行数字电压调节器 设计。分析了原有的数字控制算法的不足，主要从输出电压的a d 采样设计和 电压调节器延时效应的补偿这两个方面，。对控制参数进行改进。通过对采用原有 算法和改进算法的数字控制逆变系统进行仿真和实验的对比分析，证实了改进算 法的可行性及其对系统性能提高的有效性。 第四章分析了模数混合分布式逆变器并联控制技术，通过局部反馈，将并联 控制解耦为同步控制和均流控制i 利用光耦实现隔离功能，允许并联模块进行热 插拔。对于具有输出电压有效值调节器的逆变模块的并联运行，分析了有效值调 节的影响，给出了提高并联系统均流精度的措施，并且在实验中得到了验证。研 究表明，这种并联控制策略适用于模数混合控制逆变器和全数字控制逆变器。 s p w m 逆变器挣制技术研究 第五章对本文的主要研究工作和结论进行了回顾和总结，并提出了进一步深 入研究的设想。 南京航空航天大学硕七学位沦立 第二章逆变器的模拟数字混合控制方式 传统逆变器的控制电路都是采用模拟电路和小规模数字集成电路实现的。随 着信息技术的发展，数字控制技术在逆变电源控制领域己得到越来越广泛的应 用。综合考虑系统性价比以及数字控制方式存在的问题，目前，部分数字化( c p u 产生基准正弦，宽频带的电压调节器仍由模拟电路实现) 不失为中小功率逆变器 控制电路的优选方案。本章分别对两种模拟数字混合控制方案进行了比较研究， 分析了它们的设计与实现，给出了相关实验结果。 2 1 混合控制方式及其实现方案 本章研究的混合控制方式，也是基于数字控制器的。利用d s p 取代纯模拟 控制中的一些实现环节，如基准正弦发生器、输出过载保护、输出过压欠压保 护等，对于减小控制电路复杂程度、提高系统控制特性是有好处的。同时，混合 控制方式也考虑了数字控制可能产生的些问题，尽可能保留模拟控制的优点， 仍采用模拟电路实现电压调节器，与全数字控制系统相比，提高了系统带宽频率 和动态响应速度。可见，这种模拟数字混合控制逆变器具有较高的性价比，在 一些应用场合具有较大的优势。 根据p w m 控制信号的产生方式，常用的混合控制实现方案有两类：模拟 数字混合控制方案i 、模拟数字混合控制方案i i 。方案i 的实现框图如图2 1 所 不。 d s p 图2 1 昆台控制方案1 的实现框幽 图中，主控芯片d s p 主要功能是提供基准正弦数据、计算控制变量采样信 号的数值以执行各种保护等，控制电路的其它部分如电压调节器( 包括控制框图 中前向通道的有源p i 校正电路和反馈通道的无源超前校正网络) 、p w m 发生器 等都是用模拟元件实现的。出于d s p 产生的基准正弦信号带有高频谐波分量， 需采用低通滤波器才能得到光滑的基准正弦波，作为逆变控制系统的指令信号。 图2 r 2 给出了模拟数字混合控制方案i i 的实现框图，系统工作过程为：d s p s p w m 逆变器控制技术研究 提供基准正弦数据，经低通滤波器滤波后得到连续的基准正弦波形，有源p i 校 正电路将误差信号变为调制信号，由d s p 自带的a d 转换器采样并通过d s p 内 部的事件管理器产生各路p w m 控制信号，再经驱动电路控制逆变桥功率丁f = 关管 的通断。 图2 2 混合控制方案i i 的实现框图 2 2 方案i 的设计与实现 2 2 1 基准正弦信号的产生及谐波分析 基准正弦发生器用来产生正弦基准给定信号，电压调节器的设计目标就是控 制逆变输出电压在各种工况下都尽量跟随基准给定变化。取决于采用的控制方式 ( 模拟方式或数字方式) ，基准正弦发生器有不同的实现形式。 随着对逆变器性能要求的不断提高，基于c p u 的基准正弦产生方式得到了 广泛应用。常规方法是通过专用的d a 芯片( 并行d a 或串行d a ) 与c p u 配 合来产生基准正弦波，此法具有硬件电路设计简单、获得的基准正弦精度较高等 优点。在模拟数字混合控制逆变器等应用场合，对性价比的要求较高，可以利 用s p w m 及调制解调原理，通过d s p 的p w m 输出端口和外加的低通模拟滤波 器获得具有一定精度的基准正弦波。出于这种方案省去了价格相对较高的d a 转换器，使产品更具有成本优势。 尽管获得基准正弦波的方法比较简单，以往很少有文献对得到的基准正弦信 号进行过详细的谐波分析。本节就应用于模拟、数字混合控制逆变器中的s p w m 基准正弦发生器，从s p w m 的机理角度分析影响基准信号谐波含量的因素。 2 2 1 1 基于c p u 的基准正弦信号生成方法 在要求不太高的应用场合可以不用d a 芯片，而直接利用t m s 3 2 0 f 2 4 0 d s p 的p w m 信号发生器及外置的低通模拟滤波器得到性能优良的基准正弦信 号，其原理如下： 南京航空航天大学硕0 学位论文 供电电源为5 v 的t m s 3 2 0 f 2 4 0 的p w m 输出信号为占空比可变、高低电平 分别为0 和5 v 的方波。每个占空比对应的高频p w m 方波信号都可以分解为相 应的直流分量与高频交流分量，该交流分量为和原p w m 信号具有相同占空比的 方波。考虑到交流分量频率很高( 与载波频率同数量级) ，可以利用低通模拟滤 波器滤除，只留下低频( 直流) 分量。 对于占空比为p ( o ， 】) 的p w m 输出信号，其傅立叶展开式为： f ( t ) = 焉+ 砉悱0 s ( 芋心s i n ( 孕) 】 ( 2 1 ) n = i 1 s。 式中，4 = 5 p 为直流分量，即期望的d a 输出； 4 ：旦s i 。( n 万p ) 为高频谐波分量系数； n , _ - b o = 0 订= l ，2 ，3 ， r 为三角载波周期。 可见，该p w m 输出信号的谐波分量之频率为载波频率的整数倍，在理想情 况下，用截止频率低于载波频率的低通滤波器即可将高频交流分量全部滤除，只 保留低频直流分量。 进一步研究发现，理想低通滤波器允许p w m 信号的占空比以低于其截止频 率的频率变化，并且可以使这种变化在滤波器的直流输出中以相应的电平变化反 映出来。 实用的三阶低通滤波器由3 4 个电阻、3 个电容和1 个运放构成，如图2 3 所示。图中，r 4 用于调节滤波器直流增益，多数场合可以不用。 一、 c 一 图2 3 三阶低通滤波器 下面分析图2 3 所示滤波器电容参数变化对于基准正弦给定信号的相移影 响。假定电容精度为1 0 ，忽略电阻的实际数值与标称值之间的误差，认为运 放特性是理想的，则三阶低通滤波器的传递函数为： s p w m 逆变器控制技术研究 叭垆詈2 _ 了0 3 s 五a 2 s ! 磊a 而l s 4 v+ 。+ l 式中，a 3 = r i r 2 r 3 g c 2 c 3 a 2 = ( r i + r 2 ) r 3 c 2 c 3 + r l ( 恐+ 岛) c 1 c ， 盘l = r i ( ( j + q ) + ( r 2 + r 3 ) c 2 基波角频率下的相位表达式为： ( q ) = - a r c t a n 警 式中，以为输出基波角频率a 据式( 2 3 ) 可得，由于m 较小，近似有： a i 一口3 奸z q 锻h ( q ) 2 一a r c t a n ( c q a t ) ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 ，4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 定性地看，c 2 的参数精度对滤波器传递函数的相位变化影响最大，c 其次， g 最小。 代入实际参数计算，得到的结论是：考虑电容参数精度为l o 时，基准正 弦信号相位较标称参数下的数值有0 5 。+ 0 5 。的变化范围，相当于一个正弦周期 的v 7 2 0 。基准相位的微小漂移虽然对逆交器并联控制会有影响，但程度不大， 由此可见，利用2 1 节中的模拟数字混合控制逆变器可以构成冗余并联供电系 统。 本质上，上述s p w m 基准正弦发生也是一种d a 方案，利用t m s 3 2 0 f 2 4 0 的p w m 输出端口实现d a 转换。通过上述分析可知，此法具有结构简单、成本 低廉的优点，为本章研究的混合控制逆变器所采用。 2 2 1 ，2s p w m 方式的基准正弦谐波分析 2 2 1 1 节讨论的s p w m 基准正弦发生方式，与单相双极性( 载波为全波三 角波) s p w m 电路的工作原理十分类似。由于d s p 中虚拟三角载波的“电平” 始终为正，相当于包含固定的直流分量，直流偏置的大小为载波“峰一峰值”的 一半，因此与低频调制信号对应的高频方波信号占空比围绕o ，5 进行上下波动， 三阶低通滤波器输出信号也因此含有固定的25 v 直流偏置。可见，分析占空比 o 南京航窀航天大学硕士学位论文 不断变化的高频方波信号的频谱时，完全可以利用单相双极性s p w m 电路的结 论，从而为低通滤波器的设计提供参考。 载波为全波三角波的s p w m 高频方波信号的双重傅立叶级数表达式为 “1 ： v , _ r c g = m s i n c 删十i 4 m = 善l35 ，掣竽s i n c 恻 、 “， j “ + = 4 芝艺j ( m m r c 2 ) s i n 塑业c o s ( 聊n 圳a t - n o 一刍一 厅。当! 。岛， m2 2 。 式中，。一。为与调制信号l - t r e g = 。s i n ( o h t 一目) 对应的高频方波： 时= 为幅度调制比，。为三角载波幅值； y m 一 m 为调制信号角频率： 0 为调制信号初相角： 以= 为三角载波角频率，为载波比： m 为相对于载波的谐波次数； n 为相对于调制波的谐波次数； 以0 ) 为贝塞尔函数。 上式表明，全波三角载波的s p w m 方波信号的谐波成分为：基波、载波、 载波的m 次谐波、载波及载波m 次谐波的上下边频谐波。 其中，基波幅值与幅度调制比成正e b ； 当m 为偶数时，载波的珊次谐波不存在； 当m + 肝为偶数时，载波与载波的m 次谐波的上下边频谐波也不存在。 实际系统中，三角载波频率取为1 0 k h z ，调制信号频率为5 0 h z ，则载波比 n = 2 0 0 ，由式( 2 7 ) 可知，理想情况下，高频方波信号最低的谐波频率也为1 0 k h z ， 很容易利用低通滤波器加以滤除。事实上，采用文献 4 5 所述的控制参数时，得 到三阶低通模拟滤波器的传递函数波特图如图2 4 所示。由图可知，该滤波器的 3 d b 带宽为l k h z ，很容易把1 0 k h z 以上的谐波分量滤除。这就意味着按照这种 s p w m 基准正弦发生方式得到的基准正弦给定信号非常接近理想正弦波。 2 2 2 载波信号的产生 三角波发生器的输入信号为占空比恒定的高频方波，利用积分电路实现方波 到三角波的转换，得到的三角波的频率与方波相同。 在d s p 控制电路中，用软件很容易得到频率、占空比精准的高频方波信号， s p w m 逆变器控制技术研究 省去了模拟控制系统中的方波发生器。采用模拟数字混合控制方案i 时，与模拟 控制方式相同，仍然需要三角载波生成电路。 b o d ed i a g r a m f r o mi n p u tp o i n tt oo u t p u tp o i n t 0 l e 。 s y s t e m ：f r d l 一2 0 i o ：i n p u tp o i n tt oo u t p u tp o i n t f r e q u e n c y ( r a d l s e c ) 62 8 e + 0 0 3 6 4 。 i m a g m d e ( d b 卜3 _ ： i 瑚 9 8 0 m 一1 0 0 1 2 0 - r 0 一一、 一 “ 1 。 7 9 0 1 8 0 ， 2 7 0 i 。 ： 1 0 21 0 。 1 0 4 f r e q u e n c y r a o s e c ) 图2 ，4 三阶低通滤波器传递函数波特图 利用r c 积分电路可以将方波整形为三角波，图2 5 为一种r c 有源积分电 路 4 7 4 8 1 ，运放采用双电源供电。当输入的高频方波信号具有直流分量，可用电容 c 3 进行隔直处理，使输出的三角载波中心值为零。高频方波的高、低电平分别 对应三角波的上升沿、下降沿。 假设方波周期为i ，中心值为0 ，占空比为o 5 ，高、低电平分别为。，、 一吃，则得到的三角波中心值也为o ，幅值分别为k 。一卅、一k 。，一个载 波周期r 内三角波表达式为： 当o f ：i c 时 v 2 一m 一等 ( 2 _ 8 ) 当等 i ，系统 稳定，y 和h 越大，系统稳定程度越好：y 0 、h 1 ( h 的分贝值2 0 1 9 h 0 ) ， 系统则不稳定。另外，可以从对数幅频特性曲线和对数相频特性曲线求取相角裕 度y 和幅值裕度h 的分贝值2 0 l g h 。 应用m a t l a b s i m u l i n k 仿真软件可以方便地分析采用混合控制方案i 的 逆变系统的稳定性，利用其开环控制传递函数模型进行仿真，得开环系统波特图 如图2 1 0 中益线i 所示。 b o d ed i a g r a m f r o m ：i n p u tp o i n lt o ：o u t p j tp o i n t 要 壹 盖 墨 每 曼 蓉 f r e q u e n c y ( r a g s e e ) 图2 1 0 模拟，数字混合控制逆变系统开环波特图 用s i m u l i n k 仿真工具分析可得，系统截止频率为螺t 8 t , o 一e a 、d l s ) ，相角 交界频率为2 0 8 7 1 8 x 1 0 5 ( t a d s ) ，稳定裕度如下： y = 4 1 7 2 2 。 1 2 0 1 9 h = 3 7 o s s ( a 8 1 ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) 可见，逆变系统的相角裕度和幅值裕度均非常大，表明系统稳定性很好。同 时，系统的截止频率较高，动态特性较好。实际上，采用模拟数字混合控制方 案i 的逆变控制系统除了基准正弦生成电路与纯模拟控制逆变系统有所差异外， 南京航守航天大学坝卜学位论文 其它控制电路是相同的，自然，方案i 保留了模拟方式下系统控制特性较好的特 点。 2 ，4 ，2 方案i i 的控制特性分析与仿真验证 与数字控制逆变系统类似，在采用模拟，数字混合控制方案i i 的逆变器中， 为了充分应用d s p 的资源而省去由模拟器件构成的p w m 信号生成电路，必须 将连续的调制信号波形经a d 采样转换后变成调制信号数据，通过与虚拟的三 角载波进行比较，由d s p 产生p w m 控制信号。在d s p 中，由于调制信号不得 不被滞后一段时间( 例如一个载波周期) 才能输出，产生的延时将会导致系统的 相位滞后，降低了系统的控制特性，甚至造成系统不稳定。 根据已有的研究成果【2 “，将调制信号的输出延时近似等效成一阶惯性环节 i 0 r 2 + 1 ) ( 其中t s 为采样周期) 后，采用与2 4 i 节相同的仿真分析手段，得 到采用混合控制方案i i 的逆变系统开环波特图，如图2 1 0 中曲线i i 所示。 同样，分析可得系统截止频率为1 4 4 7 9 x 1 0 4 ( r a d s ) ，相角交界频率为 1 7 8 5 4 1 0 4 ( r a d s ) ，稳定裕度如下： ，= 5 1 9 7 。( 2 1 3 ) 2 0 1 9 h = 3 3 9 8 ( 棚)( 2 1 4 ) 逆变系统较小的相角裕度和幅值裕度使系统的稳定程度降低，受到扰动时容 易发生振荡或变为不稳定，系统控制特性比较差。 2 4 3 两种方案的可实现性比较 图2 1 所示的混合控制方案i 与纯模拟控制的主要差别在于基准正弦信号的 产生方式及精度、保护功能的实现等。在方案i 的基础上，若利用d s p 产生功 率开关管的p w m 控制信号，就得到了方案i i 。 就控制电路的复杂程度而言，尽管两种方案采用了相同的d s p 作为控制芯 片，由于方案i 仍采用与纯模拟控制电路中相同的p w m 控制信号生成电路，没 有充分运用d s p 的片上资源，使得控制电路规模变大，而方案i i 则可省去比较 复杂的三角波发生器和比较器，具有一定的成本优势。 如22 3 节所述，采用方案i 时，功率开关管驱动信号的死区时间需要通过 模拟器件产生，与方案i i 的软件编程产生死区时间相比，控制精度降低，灵活 性差。考虑到模拟器件参数的差异，在方案i 的逆变系统中，必须设置相当长的 死区时间以保证功率电路的安全。而方案i i 产生的死区时间精度很高，只需根 据功率开关管的工作特性设置较短的死区即可，于是可以减轻死区效应，提高逆 变器的控制性能。 s p w m 逆变器棒制技术彤f 究 在采用方案h 的逆变控制系统中，对带有较多噪声的调制信号进行采样时， 采样结果容易受到噪声干扰，使采得的数据偏离实际的调制信号，造成控制误差。 因此，在这种控制系统中，必须对调制信号的a d 采样环节进行仔细研究，采 取一些措施如增大采样频率以提高调制信号采样结果 与实际波形的接近程度。 采用方案i i 时，还必须考虑d s p 的有限字长效应引起的误差，误差源有p 2 j ： a d 转换产生的量化误差 数字量运算如乘法运算所产生的截尾误差或舍入误差 用有限字长的数字量表示数字控制器系数所产生的截尾误差或舍入误差 研究表明，数字控制芯片的有限字长特性，有可能导致数字控制系统出现讨 厌的自激振荡现象p “。 由上述分析可知，应用方案i i 时，必须采取一些控制或补偿措施，抑制d s p 对系统控制特性的不良影响。 2 5 实验结果与分析 为了证实上述模拟数字混合控制方案的有效性，分别对方案i 、方案i i 进行 了部分实验验证。对于方案i ，考虑到主要的控制电路与纯模拟控制无异，只搭 建了两个局部电路( 基准正弦发生电路、三角