（电力电子与电力传动专业论文）三相电压型pwm整流器控制策略的研究.pdf

塞銮遭厶堂亟堂位i 盆塞 垦s ! b 工 a b s t r a c t a b s t r a c t ：i nt h i sp a p e r ，m a t h e m a t i cm o d e l so ft h et h r e e p h a s ep w mc o n v e r t e r u n d e rt h eb a l a n c e ds o u r c ev o l t a g ef i r es e p a r a t e l ys e tu pi nt h r e e - p h a s ec o o r d i n a t e ，a - p c o o r d i n a t ea n dd - qc o o r d i n a t e a n dt h ec o n n e c t i o na m o n gd cv o l t a g e ，a cc u r r e n t , s o u r c ev o l t a g ea n ds w i t c h i n gm o d eo fc o n v e r t e ri sa l s oi n c l u d e d u s u a l l y , t h es o u r c ev o l t a g ei su n b a l a n c e d i nt h i ss i t u a t i o n ，t h et r a d i t i o n a lc o n t r o l l i n g m e t h o dw i l lb r i n gl a r g eh a r m o n i c st 0t h ea cc u r r e n ta n dd c l i n kv o l t a g e h e n c e i m p r o v e m e n t sf i r en e e d e d i nt h i sp a p e r , m a t h e m a t i cm o d e l so ft h et h r e e - p h a s ep w m c o n v e r t e ru n d e rt h eu n b a l a n c e ds o u r c ev o l t a g ef i r es e p a r a t e l ys e tu pi nt h r e e - p h a s e c o o r d i n a t ea n dd - qc o o r d i n a t e m e a n w h i l e ，t w ok i n d so fc o n t r o l l i n gs c h e m ea r eg i v e n , w h i c ha r et h ea cc u r r e n tc o n t r o l l i n gs c h e m et h a ta i m st om a k et h ea cc u r r e n t s i n u s o i d a l a n dp o w e rc o n t r o l l i n gs c h e m et h a tm a i n l ya i m st oe l i m i n a t et h eh a r m o n i e s o ft h ed el i n kv o l t a g e b e s i d e s ，t h ea cc u r r e n tc o n t r o l l i n gs c h e m ei ss i m u l a t e db yt h e s i m u l i n ko f m a t l a b o nt h eb a s i so ft h et h e o r ya n a l y s i so f l r e e - p h a s ep w mc o n v e r t e r , ar e s o l v i n gs t r a t e g y b a s e do nt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7f o rc o n v e r t e rc o n t r o ls y s t e mu n d e rt h eb a l a n c e ds y s t e mi s p r o p o s e d ，i n c l u d i n g s o f t w a r e d e s i g n i n g a n dh a l d w a r e d e s i g n i n g m e a n w h i l e ，t h e e x p e r i m e n tp l a t f o r mh a sb e e nm a d ea n dt h ee x p e r i m e n to nt h ec u r r e n ti n n e rl o o ph a s b e e np e r f o r m e d n l er e s u l tp r o v et h a tt h ec o n t r o ls c h e m ec a nm a k et h ea cc u r r e n t s i n u s o i d a l k e y w o r d s ：p w mr e c t i f i e r ，s i m u l a t i o n , c o n t r o ls y s t e m c l a s s n 0 ： 致谢 紧张而充实的研究生生活就要结束了，回首两年半的学习和生活，我心中充 满了感激。我是在一个充满了尊重与友谊，团结与互助的团队罩学习和生活的， 身边的每一位老师和同学都给了我无私的帮助。 首先要感谢我的导师汤钰鹏副教授。汤老师在我进行研究生阶段学习、课题 研究及论文写作过程中都给予了极大的关心、指导和鼓励。汤老师渊博的学识水 平，严谨的治学风范，勤勉的工作精神，诚恳的待人方式，以及高度的负责精神， 都使我受益匪浅。他不仅在科研方面给了我很多指导，很大的支持，更把他对做 人的理解渗透到和我们相处的每一个细节。这一切，都将是我一生享用不尽的财 富。在此，我向我的导师致以诚挚的敬意和深深的谢意。 在课题的研究过程中，我还得到了季晓衡老师、徐建军老师、张合生老师和 张忠权、谢建灵、陈顺中、冯尚科、刁利军、李哲峰、陆书文、刘彪、刘建成、 任亮、程冰、喻杰、郑丹、李勇、于学涛等同学的支持和帮助，在此我向他们表 示最真诚的谢意! 最后，向所有曾给予我帮助的各位师长，学友致以最衷心的感谢! 徐嘉鹏 2 0 0 7 年2 月 1 1 课题研究背景和意义 1 绪论 如今，各种各样的电力电子装置在日常生产和生活中己经得到越来越广泛的 使用，而由此带来的谐波问题也越来越受到关注。整流器作为公共电网与电力电 子装置的接口器件，在整个电力电子装置中所占比重很大。几乎所有d c 电源都需 通过a c 电源整流来获取，因此在各种电力电子应用系统中，谐波污染大量的存在 于交流到直流变换的整流环节中，整流器的性能也将直接影响到公共电网的运行 和用电质量。 目前，大部分的电力电子装置所使用的直流电源是通过不控整流或相控整流 得到的。不控整流是二极管整流桥加直流侧滤波环节，它的输出电压不可调，而 且输入电压变化时不能维持输出电压的稳定。同时，交流侧的电流一般会出现断 续，在每个工频半周期大部分时间为零，因此，电流波形的频谱中会含有大量的 奇次谐波。相控整流是通过对可控硅的导通角的控制来实现对输出电压的调节的。 对于可控硅整流器，为了保证电流连续，需要在直流侧串入一个电抗器，电抗器 的存在也给电网带来了高次谐波污染。 以上这几类整流器在使用时会给电网注入了大量的谐波和无功，造成严重的电 网污染，同时也会给电力输配系统及附近其他电器设备带来许多问题。为此，国 际电工委员会( i e c ) 制定的i e e e 5 5 5 - 2 标准对用电装置的功率因数和波形失真度 作了具体的限制，欧洲也制定了相应的i e c 1 0 0 0 3 2 标准，我国国家技术监督局 也于1 9 9 4 年颁布了电能质量公用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) 。常规二极管 整流或相控整流已经不符合这些新的规定。而高功率因数p 删整流器具有交流输 入侧电流波形趋于正弦化、功率因数高、能量回馈等优点，近年来受到广大科研 人员的广泛关注，因而得到飞速发展。但我国对这一技术的研究起步较晚，对p w m 整流技术的工程应用研究还有待继续深入。 1 2p w m 整流器研究状况简介“1 2 0 世纪8 0 年代，由于自关断器件的日趋成熟及应用，使得p w m 技术取得了快 速发展，并得到了广泛的推广和应用。1 9 8 2 年，b u s s ea l 疗e x t ，h o l t zj o a c h i m 首先提 出了基于可关断器件的三相全桥p w m 整流器拓扑及其网侧电流幅相控制策略。1 ，并 j t 丞銮垣盘堂亟堂位论塞 实现了电流型p w m 整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制。1 9 8 4 年a k a g i h i r o f i n n i 等提出了基于p w m 整流器拓扑的无功补偿器控制策略“，这实际上就是电 压型p w m 整流器早期设计思想。到2 0 世纪8 0 年代末，随着a w g r e e n 等人提出 了基于坐标变换的p _ | v m 整流器连续离散动态数学模型及控制策略，p w m 整流器的研 究发展到了一个新的高度“1 。 自2 0 世纪9 0 年代以来，p w m 整流器一直是学术界关注和研究的热点。随着研究 的深人，基于p w m 整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来，如 有源滤波器“1 、超导储能“1 、交流传动”1 、高压直流输电。1 以及统一潮流控制。1 等， 这些应用技术的研究，又促进了p w m 整流器及其控制技术的进步和完善。 这一时期p w m 整流器的研究主要集中于以下几个方面： 1 关于p w m 整流器的建模研究 p w m 整流器数学模型的研究是p w m 整流器及其控制技术研究的基础。a w g r e e n 等人提出基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数学模型以后，各国学者用不 同方法从各方面对p w m 整流器的数学模型进行了深入仔细的研究，其中r w u 、 s b d e w a n “”等人较为系统地建立了p w m 整流器的时域模型，并将时域模型分解成 高频、低频模型，且给出了相应的时域解。而c h u nt r i m 和d o n g y h u 等人则利用 局部电路的d q 坐标变换建立了p w m 整流器基于变压器的低频等效模型电路n “，并给 出了稳态、动态特性分析。在此基础p h e n g c h u nm a o 等人又建立了一种新颖的降 阶小信号模型，从而简化了p w m 整流器的数学模型及特性分析。“2 1 2 关于电压型p w m 整流器的电流控制策略研究 为了使电压型p w m 整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研 究显得十分重要。在p w m 整流器技术发展过程中，电压型p w m 整流器网侧电流控制 策略主要分成两类：一类是由j w d i x o n 和b t 0 0 i 首先提出的“间接电流控制”策 略“”：另一类就是目前占主导地位的“直接电流控制”策略“”。“间接电流控制” 实际上就是所谓的“幅相”电流控制，即通过控制电压型p w m 整流器的交流侧电压 基波幅值、相位，进而间接控制其网侧电流。由于“间接电流控制”其网侧电流 的动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略已逐步被“直接电流 控制”策略所取代。“直接电流控制”策略以其快速的电流响应和鲁棒性受到了 学术界的关注，并先后研究出各种不同的控制方案“5 “主要包括以固定开关频率且 采用电网电动势前馈的s p w m 控制“”，以及以快速电流跟踪为特征的滞环电流控 制“7 ”1 等。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的p w m 控制在电压型 p w m 整流器电流控制中取得了广泛应用，并先后提出了多种控制方案“2 “。目l ；i ， 电压型p w m 整流器网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合 的趋势”，以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此 外，在具体的控制策略上还相继提出了状态反馈控制。”等。 3 关于p w m 整流器拓扑结构的研究 就p 1 】| m 整流器拓扑结构而言，可分为电流型和电压型两大类。而对于不同功率 等级以及不同的用途，人们研究了各种不同的p w m 整流器拓扑结构。在小功率应用 场合，p w m 整流器拓扑结构的研究主要集中在减少功率开关和改进直流输出性能 上。j j s h i e h 等对四开关三相电压型p w m 整流器进行了建模与分析，并阐述了这类 电路的工作特点o “。然而，一般的电压型p w m 整流器为b o o s t 型变换器，正常工作 时，其直流侧电压须高于交流侧电压峰值，那么如何利用电压型p w m 整流器输出相 对较低的直流电压呢? c h i n g - t s a ip a n 等学者对一般的p w m 整流器拓扑进行改进，并 取得了一定成果。”1 。对于大功率p w m 整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电 平拓扑结构。7 “、变流器组合汹1 以及软开关技术上啪。多电平拓扑结构的p w m 整流 器主要应用于高压大容且场合。而对大电流应用场合，常采用变流器组合拓扑结 构，即将独立的电流型p w m 整流器进行并联组合。与普通并联不同的是，每个并联 的p w m 整流器中的p w m 信号发生采用移相p w m 控制技术。“，从而以较低的开关频率获 得等效的高开关频率控制，即在降低功率损耗的同时，有效地提高了p w m 整流器的 电流、电压波形品质。与此相似，也可将独立的电压型p _ l v m 整流器进行串联移相组 合，以适应高压大容量的应用场合。此外，在大功率p w m 整流器设计上，还研究了 基于软开关( z v t ，z c t ) 控制的拓扑结构和相应的控制策略，然而这一技术还有待进 一步完善和改进。 4 p w m 整流器系统控制策略的研究 随着p w m 整流器及其控制策略研究的深入，研究人员相继提出了一些较为新颖 的系统控制策略，如：无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制；基于 l y a p u n o v 稳定性理论的p w m 整流器控制；p 删整流器的时自j 最优控制；电网电压不 平衡条件下的p w m 整流器控制 5 关于电流型p w m 整流器的研究 长期以来，电流型p 嗍整流器由于需较大的直流储能电感，以及交流侧l c 滤波 环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制相对复杂化，从而制约了电 流型p w m 整流器的应用和研究但是随着超导技术的应用和发展，电流型p w m 整流器 在超导储能系统中取得了成功应用o ”。由于超导线圈损耗极低，并且可直接作为 电流型p w m 整流器直流侧储能电感，因此这类应用克服了电流型p w m 整流器原有的 不足。 3 e 躯窑道厶堂亟堂位诠塞 1 3 本论文的主要工作 由上节所述，p w m 整流器可分为电压型p w m 整流器和电流型p w m 整流器。关于 电流型p f l 整流器的研究，虽然b u s s ea l f r e d 等率先提出了电流型p w m 整流器网侧 电流幅相控制策略，但长期以来，电压型p 跏整流器以其简单的结构、较低的损 耗、方便的控制等一系列优点，一直成为p w m 整流器研究的重点。本文的研究对 象也是三相电压型p _ | v m 整流器。为了叙述的简炼，在不引起歧义的情况下，下文 中对p 删整流器和三相电压型p 删整流器不再做严格的区分。 本文在三相电笨型p w m 整流器的控制方面做了如下工作： ( 1 ) 在三相电网电压平衡情况下，分别建立了三相电压型p w m 整流器在三相 静止坐标系，两相静止坐标系和两相同步旋转坐标系的数学模型。并且总结了国 内外对电网在平衡情况下三相电压墅p 喇整流器的控制方法。 ( 2 ) 在三相电网电压不平衡情况下，分别建立了三相电压型p w m 整流器在三 相静止坐标系和两相同步旋转坐标系的数学模型，并且总结了国内外对电网电压 不平衡情况下三相电压型p w m 整流器的两种控制方寨：网侧电流对称控制策略和功 率平衡控制策略并通过m a t l a b 中的s i m u l i n k 仿真软件对网侧电流控制策略的一 种代表性控制方法进行了仿真验证分析。 ( 3 ) 构建实验平台。并在电网电压平衡情况下，提出了一套以t m s 3 2 0 f 2 4 0 为控制核心的p 嘲整流器的控制系统的解决方案，包括控制系统的硬件解决方案 和软件解决方案。 ( 4 ) 实验论证了本文提出的整流器控制系统解决方案的可行性 4 啦圜虫压垩街值况 三捐电压型盟m 整速趁的控劁左这 2 电网电压平衡情况下三相电压型p w m 整流器的控制方法 2 1 电网电压平衡情况下三相p w m 整流器建模 三相v s r 拓扑结构如图2 1 所示。为了简化，将此拓扑做以下假设： ( 1 ) 三相回路等效电阻相等，均为r ，各相电感相等，均为l ( 2 ) 忽略开关器件的导通压降和开关损耗； ( 3 ) 忽略分布参数的影响 图中e a ，e b ，e 。为电源电压；i 。，i 。，i 。为交流侧电流；u 。，u b ，u 。为整流器前端输 出p w m 电压；i 。为直流回路输出电流，i 。为直流滤波电容输入电流，i 。为直流负 载电流；u 。为直流母线电压：为图中n 点对0 点的电压；艮为直流侧等效负载电 阻，c d 为直流侧滤波电容值。各电压电流量均为瞬时值，正方向如图2 - i 所示 所谓三相v s r 系统建模就是根据三相v s r 拓扑结构，在某种坐标系中，利用 电路基本定律( 基尔霍夫电压，电流定律) 对v s r 建立一般数学模型。目前常用 的坐标系有三相静止坐标系( a 、b 、c 坐标系) ，两相静止坐标系( a p 坐标系) ， 两相旋转坐标系( d - q 坐标系) 图2 1 三相电压型p w m 整流器主电路拓扑 f i g u r e2 it o p o l o g yo f 3 - p h a s ep w mc o n v e r t e r 2 1 1 三相静止坐标系( a 、b 、c 坐标系) 三相静止坐标系是最常见的坐标系， 学模型称为三相v s r 一般数学模型。 三相整流桥开关函数s 。，s 。，s 。为： 。i l 上桥臂导通，且下桥臂关断 唧一1 0 上桥臂关断，且下桥臂导通 因此，常把三相v s r 在此坐标系下的数 5 ( 2 - 1 ) 血 u ， + i h l i t 塞窑迪厶堂亟堂位i 盆塞 其中k = a ，b ，c 取电网的中性点为零电位，由基尔霍夫电压定律，可以得到 ie 。= - 。r + l 等+ s a u d c + u 。 e b = i 。r + l 鲁+ s b u d c + u 。 ( 2 - 2 ) le 。爿。r + l 鲁+ s 。u 。+ u 。 又根据基尔霍夫电流定律，可得 c d 警- s a i 。+ s b i 。+ s c i c i 。 ( 2 - 3 ) 在三相平衡无中线系统中，有 j u 一+ ub+uc =(2-4) l1 。+ l b + lc20 将( 2 2 ) 中的三个式子相加，得 u n 0 - 掣u d c ( 2 - 5 ) ( 2 5 ) 代入( 2 2 ) 和( 2 3 ) ，便可得到a 、b 、c 坐标系下系统的数学模型，此模 型可以用矩阵形式表示为 z x = a x + b u( 2 - 6 ) 其中 x = i 。ki c u d 。1 a = 一ro o 堋。一鼍p ， o 承o - ( s b 一鼍乎， o o 垠- ( s o - 譬芦， s 。s bs。0 u - u 。u b t u c - i l 】t 上述模型采用了开关函数进行描述。这种数学模型是对v s r 开关过程的精确 描述，较适合于v s r 的波形仿真。然而，采用开关函数描述的v s r 一般数学模型 由于包括了其开关过程的高频分量，因而很难用于指导控制器设计。当v s r 开关 频率远高于电网基波频率时，为简化v s r 的一般函数描述，可忽略v s r 开关函数 描述模型中的高频分量，即只考虑其中的低频分量，从而获得采用占空比描述的 低频数学模型。这种采用占空比的描述的v s r 低频数学模型非常适合于控制系统 分析，并可直接用于控制器设计。以下将采用占空比法，对电网电压平衡时三相 6 坐圆电压垩街值况：e 三擅生压型盟丛整逾噩的控制左法 v s r 系统在三相静止坐标系( 如，c ) 中进行建模。 为消除开关函数描述的v s r 一般数学模型中的高频分量，在开关函数模型中 引入傅立叶变换，任一周期函数的傅立叶展开式如下： 厂( f ) = + a ns i n ( n o t ) + be o s ( n t ) ( 2 - 7 ) n = ln = l 在三相v s r 采用三角载波p 州控制时，由于开关频率远高于电网频率，可用 规则采样法代替自然采样法。此时，在一个开关周期内，p w m 开关函数波形如图 2 - 2 所示， i， 、 e a s t l 且剿l - 翻2 2p 吼开关函数波形 f i g u r e2 2p w mw a v e f o r mo f s w i t c h i n gf u n c t i o n 图2 2 ，o s = 2 兀f s ，其中，e 为p w m 开关频率；d k 为对应相的p w m 占空比， 且d k - 1 。开关函数s k 及占空比d k ( k = a , b ，c ) 的关系为 s k 2 。【- ( 2 l x + d kc ) 0 7 c , 2 的对称多相系统的功率瞬时值与时间无关，因此，这样的多相系统是平衡的。 若电压是对称的，但多相电路的参数不对称，则一般说整个多相系统的功率瞬时 值是随时间变化的，并且以基频角频率的两倍脉动。 本章仅涉及三相系统，在不导致概念混淆的前提下，关于“不对称”和“不 平衡”的术语不再作严格区分。三相不平衡电压按对称分量法，可分解为正序分 1 7 j 塞套适厶堂亟土堂位论塞 量、负序分量和零序分量第三个对称分量。三相电压不平衡度，可由其负序分量 的方均根值对其正序分量方均根值的百分比值来表示【3 3 】。 3 1 2 三相电网不平衡控制研究的意义 三相电网电压不平衡时，由于存在零序和负序，会对电力系统和电力用户造 成一系列的危害。比如，会使电动机利用率下降；会增加感应电机的铜耗，使电 网保护装置发生误动作，以及使计算机不能正常工作，干扰通讯等。 对p w m 整流器的运行影响表现为：三相电网不平衡时，负序电网电压不仅在p w m 整流器输入电流中产生负序电流，而且在交流电流中引起3 ，5 ，7 等奇次谐波电流， 使三相p i i l l , , i 整流器输入电流发生畸变，影响p w m 整流器的运行性能，严重时将会引 起变流装置发生故障保护，甚至毁坏装置：另外，由于电网负序电压，和负序电流 的存在，使输入p w m 整流器的瞬时功率不平衡，该不平衡功率将在三相p w m 整流器 直流侧产生2 ，4 ，6 等偶次非特征谐波，从而使p w m 整流器输出直流电压的质量下降， 甚至不能满足使用要求。 因此，对电网不平衡下，三相p w m 整流器的研究是十分必要的。 3 1 3 国内外研究现状”1 电网不平衡会给p 1 】l m 整流器带来不正常的运行状态，主要表现在p w m 整流器直 流侧电压和网侧交流电流低次谐波增大，并且交流电流中可能出现较大幅值的负 序电流分量，无法使网侧电流正弦化。这些问题可能会导致p w m 整流器发生故障， 甚至烧毁装置。因此，多年来，研究人员对p w a , i 不平衡控制策略进行广泛的关注和 深入研究。 2 0 世纪8 0 年代，由于受当时开关器件性能和价格的限制，这一时期主要研究 的是三相晶闸管a c d c 相控整流器在电网不平衡条件下的运行情况。文献“矧便是 其中的代表。文中较为具体地分析了电网不平衡对三相晶闸管a c d c 相控整流器触 发角的影响，同时定量分析了电网不平衡时三相晶闸管a c d c 相控整流器低次谐波 含量和总谐波畸变率t h i ) 。并在最后给出了减少三相晶闸管a c d c 相控整流器低次 谐波和总谐波畸变率t h d 的措施。这些研究体现了早期人们对电网不平衡对整流器 影响的关注。 文献是对电网不平衡条件下三相p 1 v m 整流器输出电压谐波进行了较为全面 彻底的分析，并首次提出了把三相p w m 整流器开关函数分解成正序、负序分量来计 算三相p w m 整流器输出电压的谐波分量。该方法给出了电网不平衡时直流电压谐波 电嗵啦压丕街撞况e 三扭生压型班丛整逾登曲控制左法 分析的精确表达式，并得出直流电压畸变的主要原因是由于直流电压中三次谐波 分量所导致。文中提出了利用特种谐波消除法来抑制三相p 1 】m 整流器直流电压中的 二次谐波控制方法，并推导出p w m 开关控制算法。然而文中没有分析电网不平衡对 网侧交流电流畸变的影响，并且采用谐波消除法属于一种静馈补偿控制，不容易 保证三相p w m 整流器输出电压的控制性能。 到了1 9 9 2 年，l u i sm o r a n 等学者在文献。7 1 中，分析并推导了三相电压型p w m 整 流器在三相电网不平衡条件下，网侧电流及直流电压时域表达式。l u i sm o r a n 等 通过理论分析认为，电网负序电动势分量是导致网侧电流畸变的根本原因：同时指 出电网不平衡条件下，常规的控制方案将使直流电流产生偶次谐波分量，且通过 p w m 控制，p w m 整流器交流侧会产生相应的奇次谐彼分量，从而导致电流畸变。然 而l u i sm o r a n 等并没有从控制策略上提出改进设计，只是提出了电网不平衡条件 下，电压型p w m 整流器交流侧电感、直流侧电容的设计准则。 为此，在文献中，d v i n c e n t i 等人较为系统地提出了基于正序d q 坐标系的前 馈控制策略，即通过负序分量的自 馈控制来抑制电网负序分量对p w m 整流器控制的 影响。但是这一方案使正序d q 坐标系中的负序基波分量呈现出2 次谐波形式，显然， 采用p i 调节器无法获得负序基波分量的无静差控制，因此不能消除负序基波分量 的影响。 在1 9 9 9 年，学者h o n g s e o k 和k w a n g h e e na m 在文献 3 9 中提出了采用正序、负 序两套同步旋转坐标系( s f r ) 分别对正序、负序电流进行独立控制的控制方案，由 于正序电流在正序s f r 中体现为直流量，而负序电流在负序s f r 中也表现为直流量， 从而通过p i 调节器可以实现正序、负序电流的无静差控制。可见这是一种较为完 善的正序、负序电流跟踪控制方案，此夕f h o n g s e o k 和k v c a n g h e en a m 采用了网侧输 入功率平衡原则来求取正、负序电流指令信号，因此可以保证三相v s r 从电网吸收 平衡的瞬时功率。但是由于忽略了p w m 整流器交流侧滤波电感和电阻的影响，实际 输入p w m 整流器直流侧的瞬时功率并不平衡，因此不能完全消除直流电压中的二次 谐波分量。另外由于系统采用了，正负两套旋转d q 坐标系，包含了正序、负序d q 电流在内的四个电流内环控制，因此控制系统结构复杂，且在线运算工作量大， 一般需要采用两个数完处理器( d s p ) 进行系统的实现。 到2 0 0 1 年，学者a v s t a n k o v i c 和t a l i p 。在文献3 中提出了完全消除直流 电压二次谐波的控制方案。该方案利用对称分量分析方法，把整流器交流电流和 p 咖开关函数分别分解成正序、负序分量，求出三相p w m 整流器直流电流瞬时表 达式，并获得消除直流电流中二次谐波分量的约束条件。a v s t a n k o v i c 等利用三 相p 删整流器交流输入功率平衡原则保证了三相p w m 整流器直流侧输入功率的平 衡，同时也就完全消除了直流电流、电压中的二次谐波分量。与h o n g s e o k 和 1 9 e 塞銮遵厶堂亟堂位i 佥塞 k w a n g h e en a m 所提控制方案不同的是，a v s t a n k o v i 和t a l i p 的方案控制了三 相v s r 交流侧瞬时功率的平衡，却使得三相p 州网侧输入功率的波动。另外， h o n g s e o k 和k w a n g h e en a m a v s t a n k o v i c 和t a l i v 提出的这两种控制方案都是 控制三相p w m 整流器平均无功功率为零，并没有提出三相p 1 】y m 整流器平均无功功率 的独立控制算法，因此不能实现三相p 删整流器的任意功率因数运行。 国内目前对这方面研究也日益增多，主要集中在高校，如合肥工业大学等。但 目自订还处在吸收，消化国外的控制策略阶段至今仍然没有提出一种新的完善的控 制方法 本章在以往研究的基础上，对三相p w m 整流器在电网不平衡条件下进行了系统 建模分析，总结出三相p w m 整流器在电网不平衡时的两种基本控制目的：交流电流 的对称控制目的和网侧功率的平衡控制目的。前者是控制三相p w m 整流器的交流电 流为对称三相正弦波：后者是控制三相p w m 整流器的输入瞬时功率平衡，从而消除 直流电压和交流电流中的谐波分量。由于在实际中，通常要求交流侧电流为正弦， 而对直流侧电压中的谐波并无太苛刻的要求。因此本文只对电流对称法进行了详 细的阐述，并在m a t l a b 中进行了仿真论证。而对网侧功率平衡控制，仅就其中的 一种代表性控制方法做简单介绍。 3 2 电网电压不平衡时三相v s r 建模 3 2 1a b c 坐标系下的数学模型 三相v s r 拓扑如图2 1 所示。 当电网不平衡时，且只考虑基波电动势，根据对称分量分析法，三相电压， 电网电动势e 可以描述为正序电动势e p 、负序电动势e n 、和零序电动势e 0 的合成， 即e = e 9 + e “+ e o ，改写后如式( 3 - 1 ) c o s ( t ) c o s ( 啄) c o s t + ) + e m “ c o s ( o c o s ( 什2 ) c o s ( 昨2 ) 也慑翻 ii = 1 9 + i “+ i o v = v 9 + v ”+ v o( 3 - 2 ) i s = s 9 + s “+ s o p m e i | 1，j 岛岛 。l 虫匦虫压丕壬煎值况e 三擅出压型堕丛整逋盔盥控剑左迭 衡控制策略时，可以认为e o = 矿= i ”= s o = o 。 三相电网电压不平衡情况下，v s r 的模型可以用开关函数表示为， 雌d i , p + r i k p _ ：e k p _ u a s k p + 1 ，夙5 龟p u 鹕吲限， 卜百d i k n 一- t n 、_ _ n 饥s k n + ；，委。( e j ”饥s j ) 】 一 直流侧电流可表达为： c 等= i a s a + i b s b i - i c s 。 ( 3 4 ) 与平衡情况类似，电网不平衡情况下，开关函数可以表示为 s 蚤( - 1 ) “磊2 s i n ( n 帆) c 。s ( n c t ) ( h ，p )( 3 5 ) s 。= 啦【( 1 ) “= s i n ( n d 。冗) 】c o s ( n c o 。t ) ( j = 叩) ( 3 6 ) p “吣k 咄b n i ib 岫# 山。 若忽略式3 3 模型中的高频分量，就可获得采用占空比描述的三相vsr 低频 数学模型。因为在电网电压不平衡时，不考虑零序情况下，vsr 的开关函数包 含正序和负序，因此，相对应的，占空比也可包含正序和负序，d = d 9 + 一。式( 3 7 ) 和( 3 - 8 ) 便是不平衡电网时，p w m 整流器在三相静i e 坐标系下的模型 哮 3 ，2 ，2d q 坐标系下的数学模型 ( 3 8 ) 在只考虑三相v s r 基波分量且不考虑零序分量情况下，在两相静止坐标系中， 三相v s r 电网电动势矢量e 可以表示为 e a p = e d q 9 e “+ e d q “e 1 “ ( 3 9 ) 式中，为电网电动势角频率，点矿为电网电动势正序分量在正序d q 旋转坐 标系中的d q 分量，且 e d q 9 = e d p + e q 9 j( 3 1 0 ) e d q n 为电网电动势负序分量在负序d q 旋转坐标系中的d q 分量且 e d q “= e d 。+ e q d j( 3 11 ) 7孓d b 如 肛 切 “ 以 u 坷 吖 时 胁 l 一3 l 一3 + + n k 姐 矾 巳i + + n k j ) 噌 n k 黜 耻 + + 坚m 坚m ，儿 儿， | ； = 州嘲坞烈啦n r ( e ) 一一正序两相静止坐标到两相旋转坐标变换：r ( 一p ) 一负序两相静止坐标到 两相旋转坐标变换，；c z 。- - - 两相相静止坐标到三相静止坐标变换矩阵并且 c 2 ，= 瞰栌 荔：r 瞰- 曰产 = 0 麓 c s 彤， 针对三相v s r 拓扑结构，其两相静止标系中的交流回路电压方程为 e 。v 矿。_ + i 。r ( 3 1 4 ) 式中v a b 为两相静止坐标系下交流侧电压复矢量， i 。为两相静止坐标系下交流侧电流复矢量。且 v 邮三v 由9 + “ ( 3 - 1 5 ) k p = 衅矿+ i d q “e 伊 ( 3 - 1 6 ) 式中9 、“为交流电压正序和负序分量在正、负序同步旋转d q 坐标系中的 d q 分量；厶9 、厶“为交流电流正序和负序分量在正、负序同步旋转d q 坐标系中的 d q 分量。把式( 3 - 9 ) 、( 3 - 1 7 ) 和i ( 3 - 1 8 ) 代入( 3 1 0 ) ，并把正序分量和负序分量分可得 e a qp = l d f i d qp + r i d qp + j l d q p + vd q p ，、 e d q q 等删d q n 舭i d q n + v d q n 。7 和上节所述一样，由于开关频率远高于电网频率，三相v s r 可采用规则采样 法进行三角载波p w m 控制，如果不考虑开关函数的高频分量，则 v d 。9 = u d c d 9 v d 。“= u d c d “( 3 1 8 ) 9 = l 孚d q p 坳呱。一9 e 。n = 。d i 。d 。q _ _ 正a + ri 。“+ j mt - 。n + v 。d “ 和电网电压一样，交流侧电流和交流侧输出电压，也可以从三相静止坐标系 。鱼2 堑2 1 2 l 一2 l 一 一 虫圆虫压丕壬煎值况e 三担生压型盟丛整逾墨监控制左垡 陆v 1 删陶槲 仔z 。， 卧即) ： + c 2 3 肌e ) ： p z ， 可以看出，当电网基波电动势，若只考虑电网基波电动势， 次谐波。相应的，在直流侧电压也会出现2 次谐波。 直流侧电压和直流侧电流可表示为 u d c ( t ) 2 u d c + u d c ( 2 ) c o s ( 2 0 t ) i d c ( t 产i d c + i d c ( 2 ) c o s ( 2 t o t ) 直流侧电流含有2 ( 3 - 2 3 ) ( 3 - 2 4 ) 其中u 。和i 。分别为直流侧电压平均值和直流侧电流平均值 u 。( 2 ) 和i 。( 2 ) 分别为直流侧电压和直流侧电流二次谐波幅值。 同时，直流电压谐波通过p w m 反过来又会影响三相v s r 交流电流波形。 只考虑开关函数基波，记a 相单极性开关函数为 p a 0 0 = a ，c o s ( o r )( 3 2 5 ) 三相v s r 交流侧a 相电压为v a 为 v a 2u d c p ( 0 0 ( 3 - 2 6 ) 将3 2 3 和3 2 5 代入3 2 6 ，得 e 塞銮道厶生亟堂位i 金塞 v2 u d c a lc o s ( o ) t ) + u d c ( 2 ) a lc o s ( 2 m t ) c o s ( c o t ) ，1 ，们 = v o ) c o s ( o t ) + u d c ( 2 ) c o s ( 3 c o t ) 其中v l 为交流侧a 相电压基波。 可见，三相v s r 直流侧电压2 次谐波将在三相v s r 交流侧3 次谐波电压。如 果考虑电网电压其他次谐波，进一步分析表明，1 1 次谐波会在直流侧产生2 n 次谐 波电压，再经p 1 v m 控制后，将在三相v s r 交流侧产生2 n + 1 次谐波电压。而交流侧 电压谐波将直接体现在交流侧电流上 从功率角度来看，视在功率表达式为 s = e 幸i = p + j q( 3 2 8 ) 将( 3 一1 4 ) 和( 3 1 6 ) 代) m 3 2 8 ) ，可得 ip ( t ) = p 0 ( t ) + p c 2e o s ( 2 w t ) + p 2s i n ( 2 w t ) 【q ( t ) 2q 0 ( t ) + qc 2c o s ( 2 w t ) + q 2s i n ( 2 w t ) ( 3 2 9 ) 其中p o q o - 一有功、无功功率平均值 r ：，q c 厂2 次有功余弦、正弦项谐波峰值 p 。q s 广2 次无功余弦、正弦项谐波峰值 由于p i 产p 。f u m i d c ，由此可见，负序电压与正序电流的乘积将使得三相v s r 直流输入功率含有2 次谐波分量，从而在直流电压中产生2 次谐波电压分量，由 前面的矢量关系式可以得到 i p o = 1 5 ( e d 9 i d 9 + c q 9 l q 9 + e d “l d “+ e q “i q ) l p 。2 = 1 5 ( e d 9 i d “+ e q 9 i q 。+ e d “i d 9 + c q “i q 9 ) p 2 引5 ( e q n i d p - - e a n i q p - - e q p i d + e d q q “( 3 3 0 ) i q o = 1 5 ( e q 9 l d 9 一c d 9 i q 9 + e d “i d “一e d 4 i q “) 、 l q c 2 = 1 5 ( e q 9 i d “一e d 9 i q “+ e q “i d 9 一e d “i q 9 ) i q s 2 = 1 5 ( e d 9 i d “+ c q 9 i q 4 一e d “i d 9 一e q “i q 9 ) 由3 2 7 可以看出，其中p o q o q s ：这六个物理量是由四个量 i d p ，i d n ，iq p ，i q n 决定。如果要使交流侧三相电流成标准正弦波，即滤掉负序分量，使 得i 。“，i 。”为0 ，则只余下两个自由量i 。9 ，i 。9 ，如果要滤除直流侧电压的二次谐波， 需要将p 。：，p 。控制为0 ，而实际中，我们首先需要控制p 为一个特定的值。因此， 在保证交流侧电流为三相标准正弦波时，无法使直流侧电压不存在二次谐波。同 样，如果要满足直流侧电压不含有二次谐波，则至少需要四个自由变量，这就使 得负序电流不能为0 ，无法得到标准的三相币弦电流。因此，我们可以得到这样的 结论，在电网不平衡的三相v s r 系统中，若要消除直流电压中的2 次谐波，则三 相v s r 交流电流中必定要存在一定量的负序分量；而若要达到交流电流没有负序 分量的效果，则就要牺牲直流侧电压，使它存在二次谐波。可见交流负序电流的 虫圆电压丕壬煎谴况：e 三担虫压型盟丛墼逾墨的蕉劁左洼 控制和直流电压谐波的控制是相互矛盾的，两者只能取其一。为此，只能选择不 同的控制方法，满足不同场合的控制要求。 由以上建模分析，电网不平衡时三相v s r 控制策略可以分为网侧电流对称控制 和功率平衡控制由于实际中，常常需要交流侧电流正弦化，因此下面我们将重点 对网侧电流控制方案的一种代表性控制策略进行阐述，并利用m a t l a b 中的 s i m u l i n k 对控制策略进行仿真验证。同时，也将对功率平衡控制的一种代表性控 制策略进行介绍。 3 3 不平衡时三相v s r 对称电流控策略 3 3 1 网侧电流对称控制 由上一节所述，电网不平衡时，为了使三相电流成标准的正弦波，可以通过 滤除电流中的负序分量的方法，等效于使电流的负序量调节为0 ，同时通过调节其 正序分量，来满足功率上的要求。这一节将介绍一种基于d q 坐标系下的电流对称 控制方法在d q 坐标系下，由于欲使i 。“，i q n 为0 ，所以方程组3 2 2 中只剩两个自由 变量i 。”，i 口p ，因此只能控制六个有关于功率物理量中的两个，通常我们调节p o 和 醌，在本文中，使p 0 等于所要求的功率值，q 0 等于零。网侧电流对称控制框图如图 3 一l 所示 图3 1 网侧电流对称控制策略控制框图 f i g u r e 3 1s t r u c t u r eo f