（电力电子与电力传动专业论文）低压大电流电压调节模块（vrm）的研究.pdf

燕山大学工学硕士学位论文 a b s t r a c t t h ep o w e rs u p p l yf o rm o d e r nm i c r o p r o c e s s o r sw a sk n o w na sav o l t a g e r e g u l a t o rm o d u l e ( v r m ) t h em o d e r nm i c r o p r o c e s s o r s w e r eb e i n gd e s i g n e dt o w o r kw i t hl o w e rl e v e no fv o l t a g ei no r d e rt om e e tt h ei n c r e a s i n g l yh i g h d e m a n d sf o r s p e e d a n de f f i c i e n c y s ot h e r e q u i r e m e n t s f o rt h e m i c r o p r o c e s s o r s p o w e rs u p p l i e sa r em o r ea n dm o r ec r i t i c a lt o d a y ，5 1 2v i n p u td c d cc o n v e r t e rh a sb e e nf a ra n dw i d eu s e di nv r m + sd e s i g r li nf u t u r e a p p l i c a t i o n s , i tw i l lb ei m p r a c t i c a lf o rv o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e s ( v r m s ) t o d r a wp o w e rf r o mt h e1 2v - o u t p u to f t h es i l v e rb o xb e c a u s et h ev o l t a g eb u sw i l l b et o ol o wt od e l i v e rm o r ep o w e r t h e r e f o r e ，d i s t r i b u t e dp o w e rs y s t e m s ( d p s s ) w i t h 执s e so f 4 8vw i l lb em o r ef e n s i b l es o l u t i o n s 白ff u t u r eh i g h - e n dp c s t h e r ea r et h r e ep a r t si nt h i sp a p e r f i r s t l y l o o k e db a c kt h eh i s t o r yo f v l w ， a n a l y s e dt h es t a t u si nq u oa n df o r e g r o u n d e d u c e dt h ed i f f i c u l t i e s 班d e s i g n i n g v 蹴i nt h i sp a d e rc o m b i n e dw i t h d o u b l e b u c kc o n v e “e rd e t a i l e d t y i n t r o d u c e s y n c h r o n o u s - r e e t i f i e r ，p o l y - p h a s ei n t e r l e a v i n g a n d l m e g r a t e d m a g n e t i c s 。s e c o n d t y , i n t r o d u c e dt h er u l e i nd e s i g n i n g4 8v - i n p u tv r ma n d p r o p o s e d an o v e lt o p o l o g y d o u b l em o s f e l bd o u b l et r a n s f o r m e r s c o n v e r t e r ( d m d t c ) t h i r d l y ，i n t r o d u c e dt h ep r i n c i p l eo fd m d t ca n d c o m b i n e dw i t hs i m u l a t i o na n de x p e r i m e mt ov a l i d a t et h et h e o r y 。| l a s t ，e x e c u t e da5v - i n p l i tv r mb a s e do nt h eb u c kc o n v e r t e ra n da4 8 v - i n p u tv t l mb a s e do nt h en o v e lp r o p o s e dt o p o l o g y w h e nt h eb u c kc o n v e 娃e r w a sw o r k i n gi nq s wt h es w i t c h e sa c h i e y e dz v s a n dd m d t ca c h i e v e dz v s ， e a s yt oa d o p ts e l f - d r i v em o d e , p r e d i g e s t e dt h ec o n l t o lc i r c u i t , s od m d t cw i l l b em o r ef e a s i b l es o h i t i o n 8f o rf u t u r eh i g h - e n dp c s k e y w o r d sv o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ；s y n c h r o n o u s - r e c t i f i e r i m e r t c a v i n g ；i n t e g r a t e dm a g n e t i c s ；d o u b l o b u c k 珏 p o l y - p h a s e c o n v e r t e r ； d o u b l em o s f e td o u b l et r a r t s f o r m e rc o n v e r t e r 1 1 1 i sw o r kw 弘s u p p o r t e db yag r a r t tf m mt h ek e yp r o g r a m so f t h en a t i o n a ln a t u r a ls c i e n c ef o u r j d a t i o r t o f c h i n a 科文5 0 2 3 7 0 2 燕由大学硕士学位论文原剑牲声明 本人郑璧声明；此处所提交的硕士学位论文低压大电流电压调苇模 块( v r m ) 的研究，是本人在导师指导下，在燕山大学攻读硪士学位期间独 立进行研究工作所取得的成果。据本人所知，论文中除已注明部分外不包 舍稳入己发表躐撰写遗豹矮究戒莱。霹奉文熬磺炎王俸骰毫重要贡敲豹个 人和集体，均已在文中以明确方式注明。本声明的法律结果将完全由本人 承担。 作者签字或丽芗 日期：。口旃月。羽 燕山大举硕士学位论文使用授权书 低压大电流电压调节模块w r m ) 的研究祭本人在燕山大学玻读硕 士学位期阗在母师指导下完成的硕士学位论文。本论文的磷究成果烟燕出 大学所有，本人如需发寝将署名燕山大学为第一究戒单位及相关入员。本 人完全了解燕山大学关于保存、使用学位论文的规定，同意学校保留并向 有关都门送交论文嚣复羲l 舞嚣电子舨本，兔许论文被查阅鞠蓿阉。本天授 权燕山大学，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文，可以公布论 文黢全部或部分内容。 保密口，在年解密后适用本授权书。 零学蕴论文藩予 不保密e 扎 ( 请在以上相应方枢内打“”) 作案签名：参灞- g - 导师签名曲节击妒f， l 曩龌：o 善每革篾翘匿 日期：0 0 口z 年纠。2 口日 第1 章绪论 1 1 引言 第1 章绪论 随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复 杂的实时计算要求，今天的通信系统采用了大量的高功率计算i c ，包括 c p u 、f p g a 和存储器。为了提高计算速度就必然要求其供电电源工作频率 和供电电流相应增加，同时为了减小能量损耗则要求供电电压反而越来越 低，预计未来设备要求电流超过1 0 0a 而电压却低于1v 。此外由于主板上 的空间是非常宝贵的，要求供电电源体积越小越好。因而新一代微处理器 的供电电源一低电压、大电流输出d c d c 变换器模块，又称电压调节模块 ( v r m ，v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ) 必将向着低电压、大电流、小体积、高频 化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应的方向发展1 1 z j 。 电压调节模块主要应用于5v 、1 2v 、4 8v 输入总线电压的分布式电源 系统( d p s ，d i s t r i b u t e dp o w e rs y s t e m ) 中，不同总线电压的电压调节模块相 对应的电路拓扑有很大的区别。直流分布式供电系统通常采用多级变换， 一般首级把输入电压变换成安全电压，然后通过直流母线传送到每个负载 板上，再通过各级d c d c 变换器提供给负载所需的电流。电压调节模块是 d p s 中的核心部件，它紧靠微处理器和集成电路在需要供电的负载旁，可根 据不同负载需要独立调节输出电压，实现具有低电压、大电流、高稳定输 出、高功率密度及快速响应等优良性能的高质量电源系统，如图1 1 中给出 了v r m 在分布式电源系统中的具体应用。从图中可以得出根据总线电压， 选择电路拓扑的根本原则，通常当总线电压为5v 、1 2v 时采用非隔离型的 电路拓扑，典型的有b u c k 变换器，而当总线电压为4 8v ( 3 6 7 2v 1 时则采用 隔离型的电路拓扑，典型的有半桥、推挽等。微处理器通常在睡眠模式与 待机模式之间频繁转换，这就要求v r m 有超快的负载电流响应速度，并且 保证输出电压有相当高的稳定度，同时又要求v r m 的功率变换效率高，尽 可能提高开关频率，减小洲体积，以适应模块化发展方向。这些性能要 燕山大学工学硕士学位论文 求对v l w 的设计提出了严峻的挑战，必须通过有效的方式和途径来解决【3 】0 r 飘1 竺i 入400vdc4 8 v d c r = n i 墓辜害鍪卜叫揣il 凳蟛主ll 格诈由礴l l t v 一，n r i 厂f 1 - 一壅垫堡l 一壁细 篱l 章绻设 1 2 。2v r m 麓磷突璐获及斑用蘩繁 麸2 0 整髭s o 年伐中期起，袋麓p w m 捺巷l 技术瓣毫功枣密度d c l d c 交换 器模块藏走邋了整器帝场。鲡今，已经广泛应露予各秘壤城。稼之为第一 代麓凌率整发d c l q 3 c 变换器，麓嚣为繁一代产燕。它对毫子系统熬，l 、型纯、 离爵嚣幢及裹赣能起翻了关蕤作髑，并辍蠢了黎太夔曩献，歪蹩虫予簿一 代产箍戆蠢觋，箍动了先遂熬分毒式毫源系绞戆建立嚣l 发疆。毽蠢予在 p w md c d c 变换嚣中，变基嚣镣磁壤元 串帮滤波嚣占攥了犬部分戆体葶鬟， 工稼频率剿蹶器秘原因被强翻农数酉予赫兹范戮痰，这婪都燕先天不足之 处。 1 9 9 7 年，菱国v i c o r 开关奄源公霹最先接趣了v f 3 0 0 系捌软开关离密 瘦d c d c f 。：燕。豫之为第二戴产麓。它是敬v i c o r 公霹攘蠢专翻彀静零电 流、攀电嚣较野关攘终技木为蕊旗，续会了控隶l 黎藏、瓣装、教热技术等 方蕊麴最耨戏装，产赫运到了与“莲怒功率器 孛”投为接运麴凌鲍。筹二 代产燕与篱一代产燕稳张，功搴寮褒磺鞠了舞绩，窝达1 2 0w i n 3 。簿_ 二代 产品的出现预示着它将最d c d c 变换器泰采熬主溅产晶翻。 撼蓬d c 国e 变换嚣靛效率，胰嚣改嚣熟犍戆、箍毫可嚣瞧及晦纛戏本， 一赢楚电源设计a 茧哭淀麴焦点。翻今，d c f d c 交接嚣不仅露戬安装在电 路叛上，嚣霞在教率方瓣也取褥曩大避展。帝场。至，标装豹半砖瓣装酌 毫源产瑟霹疆挺供藏这酾a 熬毫滚，稼溅熬1 4 转辩装熬露獠产晶戆够镶瘦 3 0 a 黩流，效鬻龟超过了9 0 。性憩方露懿疆大进步主要怒因为疆或了蜀蛙 能豹衾藩氯铯耪半导髓= 场效疲繁( m o s f e t ) ，奁舞步整滚器孛它取代了瀑有 的二辍警整滚嚣。藿予这个蒙大变纯，与翦一代产赫穗磁，动率密度增大 了一嵇。表1 1 必壤爨i e e es p e c t r u m 麓摄遵褥遗熬怒丈援穗浆藏奄魏发嶷藏 景预测”l 。 袋l ，l 袋或电路发燕瓣最蘸测1 1 9 9 7 - 2 0 0 1 撼猢3 - 2 0 0 6 霉2 0 0 9 - 2 0 1 2 霉 秘静wi 扛6 l2 坤62 g - 1 0 9 电自e 2 2 , 50 ，9 - - 1 0 0 5 0 9 燕山大学工学硕士学位论文 1 2 3删的设计难点及解决方案 v r m 作为高功率密度的d c d c 变换器不仅要具有大电流、低电压、快 动态速度和低电压纹波的特点，同时也必须做到高效率和高功率密度的统 一。因此v r m 设计中的难点就集中体现在体积、效率、动静态之间的矛盾。 具体地说【1 w ： ( 1 ) 就传统的d c d c 变换器来说，为了满足负载的瞬态突变时仍能将输 出电压稳定在允许的范围内，就需要增加输出滤波电容，从而使滤波器体 积过大。如果减小输出滤波电感，再从轻载到满载瞬态突变时负载可以从 电源端更快获取能量，从满载到轻载瞬态突变时电感电流可以下降的更快， 有利于提高动态性能，但由于电感电流纹波会增加，从而给滤波电容增加 负担，同时还造成效率略有降低。另外就目前的功率电子半导体元器件和 磁性元件的发展水平，通过提高开关频率来减小磁性元件体积的程度是有 限的。因此，提出了交错并联技术( p o l y p h a s ei n t e r l e a v i n g ) 来提高输出纹波 的频率，这样可以进一步减小磁性元件的体积； ( 2 ) 要求v r m 在轻载和重载时均能保持高效率，就今天的功率半导体元 器件的发展水平来说，这是一个挑战。试想一下如果设计一个1 0 0a 1v 的 v r m 。只有在通往负载的路径上有1m q 的电阻，都意味着效率要降低1 0 。 针对这一点，在设计中采用同步整流技术( s y n c h r o n o u s r e c t i f i e r ) 就成为必然 的趋势： ( 3 ) 由于未来微处理器对v r m 快速动态性能的要求，使得v r m 的线路布 局、连接点都显得比一般场合更重要的多。连接线的寄生参数使得v r m 无 法满足微处理器对动态性能的高要求。未来势必实现v r v l 和c p u 直接集成， 这也是设计的难点所在。 为了解决上面的设计难点，提出了交错并联技术、同步整流技术、磁 集成技术( i n t e g r a t e dm a g n e t i c s ) 。 1 3 多相交错并联技术 在大电流电源设计中，早期的v r m 采用传统的b u c k 或者是同步整流 4 第1 章绪论 b u c k 交换器鬟现能量转换。这样只能依赖于若干并联的m o s f e t 帮i 报大的 电感来保证所要求的大电流，如图l - 3 所示。这会造成m o s f e t b h e 商的开 美损耗，良及电感帮i v l o s f e t 簿盘上豹魄漉糖塞巍象，毒可能影确捌p c b 的可靠性。由于效率和开关频率较低，输出端就必颁采用篼大的电感，导 致瓣态响 拓+ 1 15 v 3 0 a 1 g l - l z 负载 鹫1 - 3 单相v r m ”1 f i g 1 - 3s i n g l e - p h a s ev r m 为了适应新一代v r m 的快响应速度就必须减小电感值。但这将产生较 夫的静态电流失峰，必将造藏较大豹输蠹j 电压尖蜂。多穗交罐并联变换器 以其独特的性能，为商性能c p u 电源的解决方案开辟了一条新路。 本文戳b u c k 电路为铡来进一疹阕遮藏装寒”。翔蛰1 1 4 绘鲞了鏊赣交错 并联v p , m 的示意图。 图1 4 四相交锩并联 f i g 1 - 44 * p h a s ei n t e r l e a v i n g | 1 1 1 多相交错并联技术基于现有的电源元件，它由n 个( 这里具体n 4 个) 结构 相阍蛇供电单元相互并联，楣邻涎个单元盼提位依次镬开l m 个f 这里舆体到 燕山大学工学硕士学位论文 1 4 个) 周期，从图1 - 4 中可见，交错并联之后电流纹波被大大减小，但是输 出电流的纹波频率却增大为原来的四倍，也就是说在n 个单元交错并联之 后，纹波得到抵消的同时纹波频率却增大至原来的n 倍。纹波频率的增加， 可以大大减小输出滤波电感，从而提高动态响应速度。另外，交错并联技 术使各个通道的电感电流相互叠加，这样就大大减小了流入输出电容的总 的电流纹波，相应的输出电压的纹波也大大减小，输出电容就得到了大大 减小，可见交错并联技术还能有效改善动态性能。 在这里纹波的抵消率定义为输出电流纹波和电感电流纹波的比率。如 图1 - 5 所示为纹波的抵消率与占空比的函数关系。 与传统的单相d c d c 变换器相比，多相交错并联变换器的优点主要表 现在【3 】= ( 1 ) 可将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出 电感等器件过于疲劳，发热过于集中； ( 2 ) 由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减小了输入、输 出电流纹波，减小了电磁干扰e m i 。使传统昂贵的、不易安装的电解电容器 可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。因此，纹波电流的相互抵消可以减 小输入电容、输出电容和电感的尺寸和成本； ( 3 ) 输入纹波电流的相互抵消减小了输入噪声，使之特别适用于采用3 3 v 甚至更低电压要求的电源应用场合： ( 4 ) 能更快的响应负载瞬时变化，因为对瞬态过程而言，各输出电感可 等效地视作并联的。等效电感的减小提高了输出电流的换向速率。 纹鸯 鞲 率：0 2 ，。， 、卜：拥夺措# 朕，z 、 一 一一拥亦b 扯雠，；7 ，矿 1 l 一一 箱萎巨算芳! ，、1 、卜 。 n 、 、，一、p， ，、扩聪，r 、吨， ，、7、， v 、，、v 图1 5 纹波抵消率的变化叫 f i g1 - 5c u r r e n tr i p p l ec a n c e l l a t i o ni nm u l t i p h a s ev r m s 1 6 第1 章绪论 1 4 同步整流技术 1 4 1同步整流技术的介绍 整流电路作为d c d c 变换器的重要组成部分，对整机性能的影响很大。 传统的整流电路采用功率二极管，由于二极管的通态压降较高( 典型值有 0 4 0 6v ) ，因此整流损耗较大。而为了满足各种数据处理集成电路对更快 速、更低功耗和更高集成度的要求，集成芯片的工作电压将进一步降低到 1 3v f 现今的典型值为2 8 3 3v ) 。在d c d c 变换器输出如此低的电压时， 整流部分的功耗占输出功率的比重将更大，致使整机效率更低，成为电源 小型化、模块化的障碍。应用同步整流技术，用低导通电阻m o s f e t 代替 常规整流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实 现电源的高效率，高功率密度【1 。 如图1 - 6 所示为整流二极管和n 沟道功率m o s 管的电路图形符号。整流 二极管有两极：阳极a 和阴极k 。功率m o s 管有三极；漏极d 、源极s 和门 极g 。用做同步整流器( s r ) 时，功率m o s 管的源极s 相当于二极管的阳极a ， 漏极d 相当于二极管的阴极k 。源漏极有一个寄生二极管( 或称体二极管1 ， 驱动信号加在门极和源极之间。因此s r 是一种可控的开关器件，提供适当 的驱动控制即可实现整流。但值得注意的是这时候m o s 管是反接的，与作 为开关使用时是完全不同的。当m o s f e t 用作整流管时，其门极电压必须 与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 一幸 图1 - 6 整流二极管和功率m o s 管的电路图形符号1 i f i g1 - 6t h es c h e m a t i cd i a g r a mo f d i o d ea n dm o s 1 】 与肖特基二极管整流相比，采用同步整流技术的优点是：正向压降很 小，阻断电压高，反向电流小等。现在低输出电压的5 0 3 0 0w 高密度d c d c 胁 陬 “，士牛占“ 燕山大学工学硕士学位论文 变换器已普遍采用s r ，使正向电压降低到原来的1 ，2 l 3 。尤其值得注意的 是，在1 1 0m h z 软开关d c d c 变换器，应用同步整流技术，可是开关变换 效率从8 0 - 8 5 提高到9 0 。早在2 0 世纪8 0 年代初，日本电气公司就己开发 了用做s r 的m o s 管，通态电阻1 3i n n ，输入电容6 _ 3i l f ，体二极管恢复时间 3 0 0a s ，击穿电压6 0v 。目前，m o s 管的导通损耗己降到1 0n 疵以下，如仙 童公司的f q p l 4 0 n 0 3 l ，r d s ( 。m 已达0 0 0 45q 。 1 4 2同步整流技术在删设计中的应用 1 4 2 1 同步整流技术在常见整流电路中的应用把交流电变成脉动直流 电的过程称为整流。如图1 7 ，图1 _ 8 ，图1 - 9 所示为常见的半波整流、全波 整流、桥式整流。图中分别给出了二极管整流电路与同步整流电路。全桥 整流与半波整流、全波整流和倍流整流相比，比其它三种整流方式多用两 个整流管，如图1 - 9 所示，使得导通损耗大大增加，因而不太适合用于低压 大电流输出场合 1 , 1 2 l 。 留如。卿n ( a ) 二极管半波整流( b ) m o s f e t 半波整流 ( a ) h a l f - w a v ec o n v e r t e rw i t hd i o d e( b ) h a l f - w a v ec o n v e r t e rw i t hm o s f e t m 1 7 半波整流旧 f 培l - 7h a l f - w a v er e c t i f i e r i 。 一 i s r ( a ) 二极管全波整流( b ) m o s f e t 全渡整流 ( a ) f u l l w a v ec o n v e n e r w i t h d i o d e( b ) f u l l - w a v ec o n v e n e r w i t h m o s f e t m l _ 8 全波整流b 2 i f i g 1 - 8f u l b w a v er e c t i f i e r i l 2 l 8 第1 章绪论 图1 - 9 全桥整流“ f 注t - 9 f u l l b r i d g e r e c t i f i e r t 2 1 14 2 2 同步熬流技术农倍流整流器( c u r r e n td o u b l es y n c h r o n o u sr e c t i 6 e r l 中的应用早程1 9 1 9 年，“倍流整流”思想在汞弧管整流电路中就鸯人提 出，偿投有受到重视。随着最近几年低磁大电流输出d c d c 变换器的研究 热潮，这种整流思想又煎新得到了重视。如图1 1 0 所示，它是从全桥整流方 式演纯焉来，孽蠲嚣只独立懿，数僮相嗣澹电感代替全橇整流拓矜中盼一 组整流管，仍保持“全桥整流”的形式，经过适当变形得到如图1 1 0 f d ) 所 示共翔极倍滚熬流的拓羚形式。阕理若用己 、硷替换d 1 、d 2 蠖霹褥到共弱 极倍流整流拓扑，如图1 * 1 1 所示。它们的构成元件媳相同的，只是其中二极 管和电感元件的位置有所不同，但睡个电路的功能是等效的。本文中主要 跌共阳极倍流熬流拓扑来分析萁工作原理。 鞠学啦。制 ( a ) 常见的桥式撼流电路 ( a ) f u l l - b r i d g er e c t i f i e r r ( b ) 用电感l l 、l 2 代替二极管强、d 4 ( b ) l l 、kr e p l a c e l z 、d 4 l t l 匪+ d i 司鞫m o s f e to辱l i r r 4 ：s r l 萄 li ：持“1l 生兰煳也l 燕山大学工学硕士学位论文 图1 1 1 共阴极倍流整流 f i g 1 _ 1 1c u r r e n t d o u b l e s y n c h r o n o u s r e c t i f i e r 1 3 】 1 5 磁集成技术 1 5 1 磁集成技术的介绍 所谓磁集成技术，就是将变换器中的两个或多个分立磁体绕制在一副 磁芯中，从结构上集中在一起。集中后的磁件拟称为集成磁件，通过一定 的耦合方式，合理的参数设计，能有效地减小磁体的体积和损耗。在一定 应用场合，还可以减小电源输出纹波，提高电源输出的动态性能。另外， 磁集成技术明显能减少连接端，可有效地减少大电流场合端子的损耗。特 别需要指出的是，倍流整流拓扑这一电路形式特别适合于应用磁集成技术 1 2 , 1 4 , 1 5 。 集成技术的发展历史已有7 0 余年，目前已能实现电感与电感集成，电 感与变压器集成，并广泛地应用于电压调整模块、功率因数校正、谐振变 换器等场合，随着未来电源的发展，新型磁性材料和磁芯将不断涌现，势 必对磁集成技术提出更高要求，所以，此技术今后的主攻方向仍然是进一 步拓宽磁集成技术的应用领域，扩大应用场合。 1 5 2 磁集成技术在v r m 设计中的应用 本章以倍流整流器为例简单的介绍一下磁集成原理。对于倍流整流器 电路，一般可采用两种集成思路，对应的示意图如图1 1 2 所示：( a ) 中所示为 两只电感l l 、l 2 集成在一只磁芯上，( b ) 中所示为两只电感和变压器集成在 一只磁芯上。 l o ，； 笙! 兰篷笙 电感2 图1 1 2 倍流接流器中两电感集成泳意图“。_ l 刮 f i g1 - 1 2t h em a c e t i c ss t r u e t t w eo f t h ep r o t o t y p e 1 埔 在倍流整流拓扑中，虽然由电感电流交错合成后的电流纹波较小，但 努裂瀛过分立龟感l 、2 土髂电流跛波帮较大，园琵在袋震势立魄惑元薛 时，对应每只电感的磁通脉动量较大，引起较大的磁芯损耗，影响整机效 率。把电感l l 、l 2 集成在一只磁芯土( 如e e 或e i 型) ，电戆绕组分别绕铡在 两只外腿上，对应的磁通在中心柱上变叠，可以实现磁通脉动量的互消作 用，如图1 1 3 所示，从而大大减小中心柱的磁芯损耗和磁芯体积m l 。 1 1 曲 l i 啦 崮鬻崮三 画署画 ：耍 ； 蕊t ?。小 点司：= f n 八7 2 中t+ 旺 j 一一： 小a ； i i； (a)(功 塑1 1 3 耱囊l 整漉嚣磁集成示意辫 f i g , t - 1 3n 岵m g 蟛6 c s 曲m 啦憎eo f c u r r e n td o u b l es y n c h r o n o u sr e c t i f i e r f 埘 l l 燕山大学工学硕士学位论文 图1 1 2 ( b ) 中，将副边绕组绕在了中心柱上，同时实现了磁芯和绕组的 集成，从而大大减小了磁性元件所占的总体积，简化了布局及封装设计， 因此与半波、全波整流相比，倍流整流具有显著的优越性。 1 6 本文的研究内容 本文的主要研究内容是在查阅文献的基础上完成的。其中： 第1 章首先回顾了v r m 的发展历史，然后介绍了v r m 的研究现状、应 用前景及设计难点；并对v 州设计中采用的关键技术同步整流、交错并联、 磁集成等结合本课题进行了简单介绍。 第2 章主要以b u c k 变换器为原型介绍了低压( 5v ) v r m 的设计。通过本 章的介绍可以得出以下结论：同步整流技术应用在b u c k 变换器中可以减小 损耗，提高效率，但是需要有正确的控制时序；可以使s r - b u c k 变换器工作 在准方波的方式下，从而减小滤波器体积，实现开关管的零电压开通，但 是输出电流纹波过大造成它的整机效率不高；可以引用多通道交错并联技 术达到减小纹波的目的，这样就得到了多通道交错并联准方波s r - b u c k ：可 以采用磁集成技术为低压v r m 缩体。此外第2 章还给出了双b u c k 变换器参 数选取的原则，提供了实验参数。 第3 章从高压( 4 8v ) v r m 的设计角度出发，主要介绍了副边整流器的工 作原理，并就半波整流、全波整流、倍流整流在开关管损耗、磁性元件、 驱动方式等方面进行了比较，最后得出倍流整流器比其它整流器更适合于 高压v r m 设计。然后在阅读文献的基础上介绍了单绕组自驱动同步整流。 第4 章重点提出了一种新型的4 8v 输入的v r m 拓扑一双管双变压直流 变换器。通过对其拓扑组成和不同形式的分析，从理论上可以得出电压源 型拓扑非常适用于低电压大电流的应用场合。本文对其工作原理进行了详 细的分析，并采用仿真手段加以验证。其次通过与传统的隔离拓扑进行比 较，可以得出双管双变压直流变换器更适用于高压v r m 进一步发展。最后 通过对双管双变压直流变换器的仿真，可以得出采用平衡电抗器可以获得 很好的均流效果。 第5 章第一部分介绍了控制电路频率、脉宽可调的基本原理，并分别介 】2 第1 章绪论 绍了两个实验电路的驱动设计。然后结合实验分析了低压v r m 一双b u c k 变 换器得工作特性，并以双b u c k 变换器为例分析了交错并联技术特性与准方 波得工作方式，并对其实验波形进行了详细的说明。此外实验验证了4 8v 输入v r m 一双管双变压直流变换器在的可行性，并结合倍流整流器完成了 实验部分，并对其实验波形进行了详细的说明。 燕山大学工学硕士学位论文 第2 章5v 输入双b u c k 电压调节模块 2 1 引言 低电压大电流输出是应用于集成电路供电电源中d c d c 变换器的一个 发展趋势，如何选择适当的电路拓扑成为d c d c 变换器设计的首要难点， 本章主要介绍了目前适合低压( 5v ) v r m 的电路拓扑及其相关技术。 现有适合低电压大电流电压调节模块v r m 的电路拓扑根据其输出和 输入之间是否隔离可分为非隔离型和隔离型两种，如图2 1 所示。通常当输 入电压较低时( 5 1 2v ) ，采用非隔离型的电路拓扑，称之为中低压v r i d ， 如b u c k 变换器：而当输入电压较高时( 3 6 7 2v ) ，采用隔离型变换器，称之 为高压v r m ，如半桥、推挽、全桥、正激电路【】”。本章主要针对非隔离型 电路拓扑进行了研究。 图2 1电路拓扑的分类i “】 f 适2 - 1t w oc h o i c ef o rc o m p u t e rp o w e rs u p p l y 2 2b u c k 变换器 在低压v r m 的设计中，通常采用b u c k 变换器作为其主电路拓扑。b u c k 变换器结构简单，原理明了，非常适用于低压v r m 的应用场合，但是随着 d c d c 变换器性能要求的不断提高，必须采用一些关键技术。 2 2 1s r - b u c k 变换器 随着超大规模集成电路的集成度越来越高、尺寸不断减小、工作频率 不断提高，为了降低功耗，其供电电源的电压要求越来越低、而电流却要 求不断增大。例如新一代高速数据处理系统要求电源输出电流8 0 1 0 0a 、 1 4 第2 章5 v 输入双b u c k 电压调节模块 宙翔霉盛卯 燕山大学工学硕士学位论文 由于同步整流是由可控的三端半导体开关器件实现，因此，必须要有 符合一定的时序关系的门极驱动信号控制它、使之像二极管一样地开通和 关断。驱动方法对s r 的整体性能影响很大，因此门极驱动信号往往是设计 同步整流电路必须解决的首要问题。例如，s r 开通过早或关断过晚，可能 造成短路，而开通过晚或关断过早，又使s r 的体二极管导通，使整流损耗 和器件应力增大。 综上所述，当功率m o s 管反接时可以作为同步整流管使用，其主要特 点为： ( 1 ) s r 是一个可控的( - - - - 极) 开关器件，在门极和源极间加驱动信号，可 以控制功率m o s 管源极和漏极之间的通断状态； ( 2 ) l j 极驱动信号和源极电压同步，例如源极为高电位时，驱动信号也 是高电平，m o s 管导通；反之，源极为低电位时，驱动信号也是低电平， m o s 管关断；则自然实现了整流，电流只能由源极s 流向漏极d 。由于门极 信号和源极电压同步，因此这种整流称为同步整流，如图2 3 所示； 抖抖 - - - 寸 ： i i 肄h l ，-一_ _ _ v 。一 ! l - ；j 上ir u r 一 t ： 广 l l 卜_ l 捧 l l + l h 带； 1 1 。t r 珀： - i l l ：扭工v 。一 hr r _ _ ：南 e：i ；i 二 十一- + 上_ l l 上 图2 - 3l 司步整流仿真示意图 f i g2 - 3t h es i m u l a t e dd i a g r a mo f s r ( 3 ) 开关变换器中的同步整流管代替s b d 作为整流管或续流管工作时， 必须保证门极有正确的控制时序，使其工作与开关变换器的主开关管工作 同步协调。因此不同的开关变换器拓扑，同步整流管的控制时序是不同的； ( 4 ) 在功率m o s 管反接情况下，它固有的体二极管极性却是正向的。有 时要利用它先导通，以便过渡到功率m o s 管进入整流状态。但由于体二极 管正向压降大，常常不希望它导通或导通时间太长。 第2 章5 v 输入双b u c k 电压调节模块 2 2 2 准方波s r b u c k 变换器 采用b u c k 或s r - b u c k 拓扑的v r m 设计中，为实现控制环参数的优化设 计，在整个负载变化范围内，b u c k 型拓扑一般按连续工作模式( c c m ) 设计 和选择电路参数。为保证在输出电流大于厶m 的所有负载范围内，电感电 流都能连续。输出滤波电感l 要满足式( 2 1 ) t 1 8 “1 ： h5 帆一u oj dr 11 、 一 i 广 1 式中，d 为占空比，厶为满载电流，正为开关频率。 根据式( 2 1 ) 计算所得的电感值通常较大( 典型值为2 4 “h ) ，限制了功率 级的能量传输速度，负载瞬态变化所需要( 或产生) 的能量几乎全部由输出滤 波电容提供( 或吸收) 。为使输出电压不致超出所允许的变化范围，就必须增 加输出滤波电容( 一般采用多电容并联以减d 、e s r n e s l ) ，致使电源的体积 重量增大，功率密度降低，也增加了整机制造成本。由此可见，s r - b u c k 电路难以满足新一代微处理芯片发展对电源的要求。 尽管提高开关频率可以减小滤波电感，提高v r m 的动态响应速度，但 同时也带来了更多难以解决的问题。如变换器的开关损耗和驱动损耗随着 频率的升高大大增加，磁性元件和功率器件的性能变差等，不能满足应用 场合的要求。 为了克服s r - b u c k 电路在瞬态响应等方面存在的不足，目前提出一种准 方波( q s w ，t h eq u a s i - s q u a r e - w a v e ) 整流的工作方式。如图2 4 给出了准方 波整流b u c k 电路，其电路结构与s r - b u c k 电路相同。图2 5 给出其工作原理 波形，在分析工作原理之前，规定m o s f e t 体二极管导通压降为v d ， m o s f e t 沟道导通压降为v f 。一个开关周期分为四个开关模态讨论 ”1 。 图2 - 4 准方波整流b u c k 电路 f i g2 - 4q u a s i - s q u a r e - w a v ev r mt o p o l o g y 1 7 燕山大学工学硕士学位论文 模态l ( t o - t d ： t o 时刻，q 1 导通，电感储能，电感电流从负到正逐渐上升。电流变化 率见式( 2 - 2 ) ： t l 时刻，q 1 关断， v g q 1 ) v g s ( q 2 ) v d s ( q 2 ) v a 芸= + ( 等孚) p z ， 电感电流达到最大值，模态l 结束。 lfl。 、 _叫 7 l 。 ，。j 。 图2 - 5 准方波电路的工作原理波形 f i g 2 - 5q u a s i - s q u a r e - w a v ev r m w a v c f o r m 模态2 ( t l - t 2 ) ： 从q 1 关断，直至q 2 开通之前，电感电流流过q 2 的体二极管d 2 续流， 电感电流下降，变化率见式( 2 3 ) ： 芸= _ ( 半) 弘， 出ij 7 模态3 ( t 2 t 3 ) ： t 2 时刻，q 2 导通( 零电压开通) ，电感释放能量，电感电流从正到负逐渐 降低，变化率见式( 2 4 ) ： 罢= _ f 半 陋。， 出i三j r7 t 3 时刻，q 2 关断，电感电流达到最低点。 模态4 ( t 3 - t 4 ) ： 从q 2 关断直至q 1 开通之前，电感电流流过q 1 的体二极管d 1 ，变化率 见式( 2 5 ) ，造成q l 零电压开通的条件。 第2 章5 v 输入取b u c k 电压调节模块 堕：+ f 匕堡二匕1( 2 5 ) 珈 l t 4 时刻，q 1 再次开通( 零电压开通) ，一个完整周期结束。图2 - 6 所示为 准方波工作方式的仿真电路，仿真结果与原理分析一致，说明以上关于准 方波工作方式的分析是正确的。 v o 轴2 v ( ：= o ”6 “。”“5 ”。“ ”2 “ “ ”8 “5 ”。“。 t 一 图2 6 准方波整流方式仿真 f i g 2 - 6s i m u l a t e dw a v e f o r mo f q s w 准方波整流方式保证在所有负载变化范围内，电感电流都连续f 从正到 负变化1 ，输出滤波电感按其电流峰峰值是两倍的满载电流来取： 工兰呸二丘! 竺f 2 6 1 2 1 。： 与s r - b u c k , 帽比，准方波整流拓扑的输出滤波电感降低了1 0 倍左右，大 大提高了功率级的响应速度。而且q l 和q 2 均可实现零电压开通，大大减小 了m o s f e t 密勒效应的影响，降低了开关损耗和栅极驱动损耗。 但是q s w 电路也存在较多的问题，主要表现在：输出滤波电感电流纹 波较大，使流过开关管的电流有效值增大，通态损耗增加；需要很大的输 出滤波电容滤除纹波；大的纹波电流亦使磁性原件的损耗增加，使应用q s w 拓扑的v r m 整机效率低于s r - b u e k 拓j b 。 为了减d 、q s w 电路输出电流的纹波，同时又满足快速瞬态响应的要求， 结合交错并联技术，又应运而生“多通道交错并联准方波整流”拓扑。 】9 燕山大学工学硕士学位论文 2 2 3 多通道交错并联准方波整流b u c k 变换器 新型的电子负载要求非常低的电压供给( 3 3v ，1 5v ，1 2v 等) ，同时 也要求在负载变化的过程中电源可以快速调节供给适当的电压。低电压意 味着对半导体导通电阻的要求非常苛刻，因此在低输出电压时，同步整流 器将成为必然的选择。事实上，四相s r - b u c k 变换器已经广泛的应用在了新 型微处理器的供电电源上【l v ”。 图1 - 4 所示为四相交错并联的s r - b u c k 变换器，i l l 、i l 2 、i l 3 、i l 4 每相 b u c k 变换器的输出电流，可以看出相邻每相输出相位错开了1 4 个周期，叠 加作用使总的输出电压和输出电流i o 纹波得到削弱。应用在设计上可以大 大减小输出滤波器的体积，这是使用交错并联的最大优势所在。 所谓“多通道交错并联准方波整流b u c k 变换器”即应用交错并联技 术，采用多个q s w 拓扑，让不同通道中开关管的开关时序相互错开一定的角 度，然后把这些通道并联起来工作，这就使得各通道电感电流能够相互错 开一定的角度，实现电流纹波互消作用。也就是说，可以采用交错并联技 术来减小输出电感，同时可结合准方波的工作方式使各个开关管在零电压 下导通，减小开关导通损耗，工作频率也得到进一步提高，从而减小输出 滤波器的体积，充分利用主板空间。 本文通过对输出电流纹波的数学模型进行分析给出了使交错并联技术 达到最好的效果的关系式阻】。 对于任意通道交错拓扑，控制信号在时间上交错疋，设r = l n ， 把单模块输出电流波形在时间上分为个以r 为间隔的等分区间，如图2 7 所示。 图2 - 7 单模块电流波形分区示意区 f i g2 - 7c u r