（电力电子与电力传动专业论文）单级隔离式功率因数校正变换器的研究.pdf

j 匕塞交通厶堂亟堂僮i 金塞墨墨! 胜! a bs t r a c t a b s t r a c t ：a st h ew i d e ru s eo fe l e c t r o n i cd e v i c e s ，p o w e rs y s t e mh a r m o n i c s p r o b l e m sa r eg e t t i n gm u c hw o r s e m o s to ft h e s ed e v i c e su s et h er e c t i f i e rd i o d ew h i c h c a n tb ec o n t r o l l e d t h en o n - l i n e a rd e v i c e sc a u s et h ei n p u tc u r r e n td i s t o r t i o n i th a s b e c o m eam a j o rs o u r c eo ft h ep o w e rg r i dh a r m o n i c t h i sp a p e rs t u d i e st h es i n g l e - s t a g ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t ，a n a l y s e sc o n t r o l s t r a t e g y ，u s e sm a t l a bt op r o v et h a tt h ea v e r a g ec u r r e n tc o n t r o li st h eo p t i m a lm e t h o d t h i sp a p e rp r e s e n t sai n n o v a t i v ef l y b o o s tc o n v e r t e r , w h i c hc o n t a i n sb o t hf l y b o o s t b o o s tc i r c u i ta n df l y b a c kc i r c u i t sc h a r a c t e r i s t i c s s ow es t u d yt h eb o o s ta n df i y b a c k c i r c u i t ，a n a l y z eo f t h ep f cc i r c u i tp r i n c i p l e w eu s et h o s ei nt h ef l y b o o s tc i r c u i t t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h ec o n c e p to fd i r e c tp o w e rt r a n s m i s s i o n ，a n dm a k e sad e t a i l e d a n a l y s i so ft h ec i r c u i t sw o r k i n gp r i n c i p l e sa n ds t r u c t u r eo ft h et o p o l o g y ，d i s c u s s e st h e p r o b l e mo ft h es i n g l e - s t a g ep f cc i r c u i tb u f f e rw i t hh i 。曲v o l t a g ec a p a c i t o r , l i s t ss e v e r a l s o l u t i o n s ，a n dc h o o s e so n eo fs o l u t i o n sa st h ee x p e r i m e n t a lc i r c u i t t h es i m u l a t i o n a n a l y s i ss h o w st h a tt h i sf l y b o o s tc i r c u i tn o to n l yc a no b t a i nh i g hp o w e rf a c t o ra n d l o w v o l t a g eo ft h ee n e r g ys t o r a g eb u f f e rc a p a c i t o r , b u ta l s oi m p r o v et h eo v e r a l l e f f i c i e n c yo fe n e r g yt r a n s f e ru n i t k e y w o r d s ：p f c ；a v e r a g ec u r r e n tc o n t r o l ； m a t l a b c l a s s n o ： 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 导师签名： 签字日期：年月日签字日期：年月 日 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 签字日期：年月日 致谢 短短的两年研究生生活即将结束，回顾我攻读硕士学位两年的时间里，自始 至终得到了我的导师汤钰鹏副教授的悉心指导和无微不至的关怀照顾，无论从课 程学习、论文选题，还是到收集资料、论文成稿，都倾注了汤钰鹏老师的大量心 血。在学术上，汤老师渊博的知识、严谨的治学态度、求实的科学精神和精益求 精的工作作风值得我认真学习；生活中，汤老师开阔的胸怀、豁达的人生态度， 平易近人、诲人不倦的良师风范向我展示了为人的道德风尚；汤老师对我的谆谆 教诲也将使我受益终生。在此谨向恩师汤钰鹏副教授致以最诚挚的敬意，并表示 衷心的感谢。 在学习、科研和论文工作中，我还得到了李战龙、郑丹、喻杰、刘洪亮、李 嫒、王昭、许傲然、张德宏、刘晖等同学的支持和帮助，在此我向他们表示最真 诚的谢意! 感谢我的父母和我的女朋友，他们对我的关心和鼓励是对我巨大的支持，我 的任何成绩都应该归功于他们对我的教育和支持，才使我有信心有毅力，克服一 路上的困难险阻，努力向前。 再次向所有关心、支持和帮助过我的亲人、师长和朋友们表示衷心的感谢， 并致以最崇高的敬意! 金文斌 2 0 0 8 年5 月 1 1 功率因数的背景与意义 1 绪论 随着当今人类文明高度发展，电力成为了人们日常生活以及生产活动中最重 要的能源形式。电能从发电厂产生，通过输电线送至用电地域，经过降压后分配 给各用电单位。对于大部分用电场合来讲，电能不能直接从电网取用，而是需要 经过转换才能为各种设备和用电电器所利用。电网电能的转换主要由开关电源、 不控整流器或者晶闸管整流器来完成。传统的电能转换装置会在电网中产生大量 的电流谐波和无功功率而污染电网，成为公害，损害电网，造成巨大能源浪费和 经济损失。 几乎目前所有的电网送到用户端的都是正弦波形式的交流电源，而实际上绝 大部分的电子设备都需要直流。很多的场合都是将l1 0 v a c 或者2 2 0 v a e 的电源直 接整流后获得初放的直流电源，然后再将其经过d c d c 方式转换成精细的直流电 供给用电设备。这个整流方式可以认为是市电带r c d 负载( 整流性负载) ，其电流 只在输入电压的峰值部分有一个很高的的尖峰，其他部分则没有电流。这样有一 个很户矿重后果，电流含有很大成分的谐波，这个谐波不做功，但是在电网里流动， 在线路上消耗大量的功率，严重影响电网的效率和运行安全。解决这个问题的最 根本的办法就是将所有的用电设备都设置成电阻性的负载。 图1 1 整流性负载的电流 f i gl 一1c u r r e n to fr e c t i f yl o a d 在电力电子装置大量应用之前，最主要的谐波源是电力变压器的励磁电流， 其次是发电机。随着工农业的高速发展，公用电网中的谐波源主要是各种电力电 子装置( 如：家用电器、计算机的电源部分) 、电弧炉等，其中在各种电力电子装 置中整流装置所占的比例最大。目前，常用的整流电路几乎都采用二极管不控整 流电路或晶闸管相控整流电路。由于输入电流的谐波分量很大，给公用电网造成 严重的污染；采用相控方式的交流电力调整电路及周波变流器等电力电子装置也 会在交流输入侧产生大量的高次谐波电流。这些谐波都会给公用电网造成严重污 染，其主要危害： ( 1 ) 谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及 用电设备的效率； ( 2 ) 谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电机的影响除引起附加损耗 外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、 电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以至损坏； ( 3 ) 谐波会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大， 这就使上述( 1 ) 和( 2 ) 的危害大大增加，甚至引起严重事故； ( 4 ) 引起继电器保护装置、接触器的误动作，使一些常规电气仪表测量不准。 ( 5 ) 谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；重 者导致住处丢失，使通信系统无法正常工作。 针对谐波的危害，从二十世纪九十年代初，各国就开始以立法形式来限制电 网高次谐波，传统的开关电源都在限制之列。如何抑制和消除谐波对公共电网的 污染、提高功率因数己成为当今国内外电源界研究的重要课题。p f c ( p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ) 技术应用到新型开关电源中，已经成为现代电源的重要组成部分。纯阻 性负载的输入电流跟随输入电压，当输入电压是一个标准的正弦波，则其输入电 流也是一个标准的正弦波。如图1 2 所示。其输入电流只含有工频基波成分，没有 高频成分，因此电网只需要给这种负载提供一个纯净的与电压同步的正弦波电流， 可以使得电网的效率最大化，提高运行安全，并可保护敏感设备。p f c 电路的最 大目标，就是要把所有的负载特性都调制成阻性负载形式。 图1 - 2 ( 纯阻性负载) 功率因数为1 的情况下输入电流与电压的关系 f i g l - 2r e l a t i o n s h i pb e t w e e ni n p u tv o l t a g ea n dc u r r e n tu n d e rt h ew h e np f i s1 目前，电网谐波污染的问题已经引起了人们的广泛注意。为减少因产品电磁 干扰造成的危害、保护环境和设备安全，2 0 0 0 年国家质量技术监督局发布了第一 批实施电磁兼容安全认证的产品目录，包括空调、冰箱在内的许多家电产品、电 源、照明电器等都必须执行低压电气及电子设备发出的谐波电流限值，即 2 g b l 7 6 2 5 1 1 9 9 8 标准( 等同于i e c 6 1 0 0 旺3 2 ：1 9 9 5 ) 。 国际上许多国家和学术机构相继制定了谐波标准，对投入到公用电网的用电 设备所产生的电流与电压谐波进行限制。如德国的v d e 一0 8 7 1 、欧洲的e n 0 3 5 5 5 2 以及我国制订的谐波标准g b t 1 4 5 4 9 - 4 3 电能质量公用电网谐波等。 抑制谐波的基本思想有两种：( 1 ) 增设电网补偿装置( 有源滤波器和无源滤波 器) 以补偿电力电子设备、装置产生的谐波：( 2 ) 改造电力电子装置本身，使之不产 生或产生很小的谐波，即功率因数校正。二者相比较而言，前者是消极的方法， 即在装置产生谐波后，进行集中补偿；后者是积极的方法，也是谐波抑制的重要 方法。因此，自从2 0 世纪8 0 年代中后期以来，功率因数校正技术的研究已逐渐 成为了电力电子领域的研究热点。 1 2 功率因数校正技术的现状 功率因数校正的概念起源于1 9 8 0 年，但被重视和推广则在上个世纪8 0 年代末 期和9 0 年代。通常有两大类p f c 技术：一类是无源p f c 技术，另一类是有源p f c 技 术。前者采用无源元件来改善输入功率因数，减少电流谐波，以满足标准要求。 其特点是简单，但体积庞大、笨重，有些场合则无法满足要求；后者是用一个变 换器串入整流滤波与d c d c 变换器之间，通过特殊的控制，使输入电流跟随输入 电压，从而实现单位功率因数，而且反馈输出电压使之稳定，从而使d c d c 变换 器的输入实现预稳。这种方法的特点是控制复杂，但体积大大减少。另外，第二 级的设计也易于优化，进一步提高性能。 早期的有源功率因数校正( a p f c ) 电路是晶闸管电路，进入7 0 年代以后，随着 电力电子器件的发展，开关变换技术突飞猛进，到了8 0 年代，现代有源p f c 技术应 运而生，8 0 年代的有源功率因数技术可以 兑是基于b o o s t 变换器的功率因数校正的 年代，在此期间的研究工作主要集中在对工作在连续导电模式( c c m ) 下的b o o s t 变 换器的研究上。这类变换器的各种控制方式一般是基于所谓乘法器d ：( m u l t i p l i e r ) 的原 理，连续导电模式下的功率因数校j 下技术可以获得很大的功率和转换容量，但是 对于大量应用的2 0 0 w 以下的中小功率容量的情形，却不是非常合适，因为这种方 式往往需要较复杂的控制方式和电路，成本高。8 0 年代末期提出了利用工作在不 连续导电模式( d c m ) 下的变换器进行功率因数校正的技术，由于其输入电流自动 跟踪输入电压，因而也可实现接近l 的输入功率因数。这种p f c 技术在诸多文献中 被称为自动功率因数校正技术，也称为电压跟随器( v o l t a g ef o l l o w e r ) 。这种有源功 率因数校正技术因其控制简单( 仅采用一个控制量，即输出电压) 而备受青睐，但是 一般不能应用于较大功率的场合。 3 在2 0 世纪9 0 年代初，美国科罗拉多大学教授教授e r i k s o n 等提出将前置级 b o o s t 电路和后随的f l y b a c k 变换器或者f o r w a r d 变换器的m o s f e t 共用，提出 了所谓的单级p f c 变换器。研究单级p f c 技术的目的是减少元器件数量，降低 成本，提高效率和简化控制等。其控制采用了般的p w m 方式，故而简单。为 保证高输入功率因数，输入电感的电流应当为电流不连续模式，在这里控制器的 作用是保证快速、稳定的输出。但是，在传统的单级隔离功率因数校正变换器中， 还存在效率低下、中间储能电容电压应力大等缺点，所以有必要对其进行深入研 究并提出新的方法加以改进，提出新型的更高效的单级功率因数校正电路拓扑。 1 3 论文的主要工作 本文对功率因数校正电路进行了深入的研究，从单级功率因数校正电路入手， 重点研究隔离式功率因数校正电路，并对其能量传递问题进行了分析研究。本文 主要工作内容如下： 本文在第二章中首先解释了功率因数的概念，介绍了功率因数校正的分类与 电路结构简单比较了几种控制策略得出了平均电流控制法为较理想的控制策略的 结论。 在第三章中，着重介绍了单级隔离式功率因数校正技术与其电路拓扑结构， 分析了各种电路结构的拓扑，简要地概括了各自电路的优点、缺点与应用范围等。 在第四章中，首先分析了直接功率传递环节对整体效率提高的意义，在此基 础上详细分析和研究了一种新型的基于f l y b o o s t 单元的单级p f c 变换器，讨论了 单级p f c 电路缓冲储能电容电压过高的问题，并提出几种解决方案。设计了一种 新型的基于f l y b o o s t 单元的单级隔离型p f c 变换的各项参数，并运用m a t l a b 软件 对其进行了仿真，结果表明，这种新型的单级p f c 变换器具备优于传统b o o s t 型 单级p f c 变换器的性能。 4 2 功率因数校正技术 2 1 功率因数( p f ) 禾f l 总谐波畸变( t h d ) 的定义 根据电工学的基本理论，功率因数p f ( p o w e rf a c t o r ) 定义为交流输入有功功率 p 与视在功率s 的比值【1 】： 只鼻+ 只 ss ( 2 1 ) 式中p l 是基波有功功率，s 是视在功率，假定网侧输入电压为理想的正弦波， 上式中谐波有功功率应为零，即： 只= 0 功率因数可表示为相移因数吒( d i s p l a c e m e n tf a c t o r ) 和畸变因数i k d ( d i s t o r t i o n f a c t o r ) 的乘积： p f = 譬= u i 矿 c o s = 量ic 。s 矽= 髟k ( 2 - 2 ) s u ，一 “p 卅 其中u l 为输入电压有效值，i l 为基波电流有效值，i 为输入电流有效值，巾为 输入基波电流和输入电压之间的相移角。 设输入电流表达式为： f = 2 厶c o s ( ，z 研+ 吮) 押= 1 ( 2 3 ) - 一 = x 2 i , c o s ( o r + 破) + 厶c o s ( 2 c o t + 欢) + 厶c o s ( 3 c o t + 织) + 】 则输入电流的有效值为：1 = 矸+ 霹+ 鬈+ ( 2 - 4 ) 式中：i l 、1 2 、1 3 分别表示输入电流的基波分量和各次谐波分量。 将式( 2 4 ) 代入( 2 2 ) 式可得： p f ：掣：每c o s 识：焉与! 号一c 。s 识( 2 - 5 ) u t j t j 。0 i ；+ i ；+ i ；+ h 定义畸变因数为： 局2 号2 再棕 q 6 相移因数为： 5 k u = c o s 识( 2 7 ) 定义总谐波失真度( t h d ) ( 也定义为电流总谐波含量) 为： 肋：巫x 1 悱 五 ( 2 - 8 ) t h d 用来衡量电网的污染程度，是表征谐波电流含量多少的一个重要参数。 由畸变因数l ( d 的定义和式( 2 8 ) 可得l ( d 与t h d 之间的关系为： 1 髟= 1 三亍 ( 2 9 ) 1 + ( t h d ) 2 所以功率因数p f 又可以写成： p f = 秘c o s # l = 下黑 ( 2 1 0 ) l + ( t h d ) 2 由上式可知，在c o s 破一定时，t h d 越大，功率因数也就越低。因此，提高功 率因数也就应该从减小基波电压、电流之间的相位角差和总谐波畸变率t h d 两方 面入手。从这个角度看，可以说谐波的抑制电路就是功率因数校正电路( 实际上是 有区别的) 。 由式( 2 9 ) 可知，畸变因数k 与电力谐波含量成反比，电流谐波含量越高，则 k d 值越低。 各种输入电压和电流对应的k d 和k a 如图2 1 所示。( a ) 中电流波形同输入电压 之问既有相移又有失真，l 【d 1 ，k a 1 ，所以p f i ；( b ) 中虽然k a = l ，但是l q l ， 所以p f i ；( c ) 中虽然l 【d = 1 ，但k a 1 ，所以p f i ；只有在( d ) 中，同时满足l ( d = 1 和 k 。= 1 时，输入功率因数才为1 。 辞 、1 l ( 砒 1 屯 l( 6 ) 岛 l ，乞= l 彳 、 优 i n ( c 嵫= 1 ，屯 l ( 砒= 1 ，吒= l 图2 - 1 岛和吃之间关系 f i 9 2 - 1r e l a t i o n s h i pb e t w e e nk da n dk 6 2 2 无源功率因数校正 解决谐波污染和功率因数低的根本方法是将非线性的负载线性化，以恢复良 好的电力环境。目前实现低谐波、高功率因数的技术方法主要有两种：无源p f c 电路和有源p f c ( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，a p f c ) 电路。 单相整流电路的无源功率因数校正技术是在整流电路中用l c 滤波器来增大 整流桥导通角，从而降低电流谐波，提高功率因数。无源功率因数校正由于采用 电感、电容、二极管等元器件代替了价格较高的有源器件，因而使开关电源的成 本降低。虽然采用无源功率因数校正技术所得到的功率因数不如有源功率因数校 正电路高，但仍然能使电路的功率因数提高到o 7 0 8 ，电流谐波含量隆到4 0 以 下，因而这种技术在中小容量的电子设备中被广泛采用。 但无源功率因数校正还存在着诸如波峰系数与谐波含量较高等技术问题，仍 需要进一步改进。无源p f c 电路同时作为整流电路的前端滤波器工作在工频 ( 5 0 6 0 h z ) 状态下，使用的电容和铁心电感处于工频低通或带通状态，因而滤波器 的体积和重量比较大。 图2 2 所示为一典型无源滤波型p f c 电路的输入电路拓扑结构。p f c 滤波电 路通常和e m i 滤波电路结合起来设计。图中k m 和c 。m 构成电磁干扰共模抑制电 路，l 啪和c 。m 构成电磁干扰差模抑制电路。无源滤波电路由l p 和c p 组成，置于 桥式整流电路的输入端。当电网中有谐波侵入时，适当地选择电感和电容的参数， 可防止高频电路产生的大量高次谐波进入电网，也可阻止电网谐波进入整流电路。 通常差模滤波电路的传递函数特性与p f c 滤波电路相似，因而电路可简化为图2 3 所示电路形式。 r 1 。r 1 鼹卜栏 i c 二兰 奉 1 l l 厶厶厶 图2 - 2 典型无源滤波型p f c 电路 f i 9 2 - 2t y p i c a lp a s s i v ef i l t e rp f cc i r c u i t 7 m 能# 。 丰 寸 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 - 一一一一一一一一一一一一一一 图2 - 3 简化无源滤波型p f c 电路 f i 9 2 3s i m p l i f i e dp a s s i v ef i l t e rp f cc i r c u i t 2 3 有源功率因数校正 9 0 年代以来，有源p f c 技术得到了长足的进展。有源p f c 技术由于变换器工 作在高频开关状态，具有体积小、重量轻、功率因数高及宽输入电压范围内工作 等优点。从不同的角度看，有源p f c 电路由很多种分类方法。 从拓扑结构上来划分，有源p f c 电路可分为两级p f c 和单级p f c 电路。 2 3 1 两级功率因数校正技术 两级p f c 技术经过多年大量的研究，相对来说比较成熟，是最常用的方案。 图2 4 为两级p f c 方案的方框图。两级方案是由两个相互独立的变换器分别实现 输入电流和输出电压的快速调节。前级p f c 级通常采用b o o s t 、b u c k b o o s t 和 f l y b a c k 变换器实现输入的电流整形，其主要思想如下：选择输入电压为一个参考 信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现了输入电流的低频分量与输入电压为一 个近似同频同相的波形，以提高功率因数和抑止谐波；同时采用电压反馈，使p f c 级输出电压v b 近似为平滑的直流输出电压( 具有一个小的二次谐波) ，v b 变化范 围一般为3 8 0v 4 0 0v ，输入交流电压可在9 0v - 2 6 5 v 宽范围内变化。后级d c d c 变换器实现输出电压和输入电压的隔离，并对输出电压进行快速调节。 8 么 p f c 级 一羔= = = d = c = d = c = = = ，蔓，： ： 级 ； 厂y 、r y 、 j - l ； 丰、 州0 i 图2 4 两级有源p f c 变换器方框图 f i 9 2 - 4b l o c kd i a g r a mo f t w o - s t a g ea c t i v ep f cc o n v e r t e r 图2 5 是个典型的两级p f c 变换器，前级p f c 级是一个b o o s t 变换器，后级 是一个r c d 箝位的正激变换器。 ! d d c | d c l d c ，d c i v o 幽 图2 - 5 典型的两级p f c 变换器( b o o s t + f o r w a r d ) f i 9 2 - 5t y p i c a lt w o - s t a g ep f cc o n v e r t e r ( b o o s t + f o r w a r d ) 两级p f c 方案具有优良的性能，如输入电流的总谐波失真度( t o t a lh a r m o n i c d i s t o r t i o n ，t h d ) 一般小于5 ，功率因数可达0 9 7 0 9 9 或更高；由于v b 近似恒 定，d c d c 变换器可以被优化；但两级p f c 方案因为具有至少两个开关管和两套 控制电路，增加了成本和复杂度。 2 3 2单级功率因数校正技术 同两级p f c 方案相比，单级p f c 变换器( s i n g l e s t a g ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ， s 2 - p f c ) 2 】只有一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流整形和输出电压的 快速调节。因此单级p f c 变换器具有电路简单、成本低的优点，特别适合在小功 率场合应用。图2 - 6 为单级p f c 变换器方框图，实际控制电路只对输出电压进行 快速的调节，因此单级p f c 变换器工作在稳定状态时，在电源周期里占空比基本 不变。总的来说，单级p f c 的方案性能( t h d 和p f ) 比无源p f c 方案要好，且其输 入电流谐波很小，满足i e c 标准。 9 酲； 疆： 一 i 本 厂、厂、 一 l 图2 - 6 单级p f c 变换器方框图 f i 9 2 6b l o c kd i a g r a mo fs i n g l e - s t a g ep f c c o n v e r t e x 图2 7 典型的单级p f c ( s 2 一p f c ) 变换器 f i 9 2 - 7t y p i c a ls i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e r 图2 7 是一个典型s 2 - p f c 电路，p f c 级和d c d c 级共用一个开关管，在电源 周期里，d c d c 控制器产生一个恒定占空比的开关信号，前级b o o s t 电感工作在 d c m 方式，其输入电流跟随输入电压变化，波形接近正弦波。可见s 2 - p f c 变换 器只通过一个开关管和一套控制电路，就可同时实现输入电流整形和输出电压的 快速调节。但该电路存在一个致命的缺点，在高输入电压和轻载时，由于输入能 量和输出能量瞬间不平衡而导致储能电容c b 电压应力过高。 由于在低功率应用中采用两级方案的成本太高，在竞争日益激烈的环境下， 许多厂商和科研机构都开始关注s 2 - p f c 技术。然而，不同于两级p f c 变换器，在 s 2 - p f c 变换器里，由于控制器只调节输出电压，不调节储能电容上的电压v b ，所以 v b 不再被调节在一个恒定值。因此，s 2 - p f c 变换器的v b 随着输入电压和负载的 变化而变化，从而影响了变换器的性能。为了减小v b 的变化范围，需要大容值和 高耐压的电解电容。但电解电容的价格和尺寸随容量增长，因此，要在减小开关 管和控制器所节约的成本和电容增加的成本之间折中。 2 4 功率因数校正的控制策略3 】 在实际应用中，针对不同的a p f c 主功率变换结构采用不同的控制方法。但 l o 无论采用哪一种结构，从实现p f c 的目的来看，所需要控制的变量都有两个： ( 1 ) 输出电压，必须保证输出电压是一个( 近似) 恒定的直流电压。 ( 2 ) 输入电流，必须控制输入电流跟踪输入电压，使之与输入电压同频同相， 保证输入端口针对交流电网呈现“纯阻性 。 因此，a p f c 电路在通常情况下需要用电压电流的双环反馈来控制，这在一 定的程度上会使p f c 电路显得较为复杂。由于b o o s t 变换器具有控制容易，输入 电流可以连续且纹波电流较小等诸多优点，因而得到了广泛的应用，为了方便叙 述，这里主要用b o o s t 变换器作为描述和分析的对象。 有源功率因数校正技术的控制方法必须是以稳压输出和单位输入功率因数为 目标。为了达到以上的目标，目前众多学者提出了多种不同的控制方案，以满足 不同性质的整流器和不同应用场合的需要。根据电感电流是否连续，a p f c 可分为 不连续导电模式d c m ( d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 4 j 和连续导电模式 c c m ( c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 5 j 两种控制，在c c m 下用乘法器实现p f c 。而 在d c m 下，则可用电压跟随器方法实现p f c 。其中，在c c m 模式控制中，根据 是否选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，又可分为间接电流控制( i n d i r e c t c u r r e n tc o n t r 0 1 ) 和直接电流控s 1 ( d i r e c tc u r r e n tc o n t r 0 1 ) 两大类：引入电流反馈的称 为直接电流控制，没有引入电流反馈的称为间接电流控制。 2 4 1 不连续导电模式( d c m ) d c m 控制模式又称为电压跟踪控s o ( v o l t a g e - f o l l o w e rc o n t r 0 1 ) 方式，主要有恒 频、变频方式等，它是a p f c 控制中简单而实用的一种控制方式，应用较广。为 了获得理想的稳压输出，需要输出电压闭环反馈控制环节，开关由输出电压误差 信号控制。在一个开关周期电感电流的平均值正比于输入电压，因此输入电流波 形自然跟踪输入电压波形。 恒频方式 图2 8 给出了b o o s t 电路的d c m 控制原理图，电压调节器e a 的频带宽度取 1 0 2 0 h z ，确保稳态时输出占空比在半个工频周期内保持不变。恒频控制时开关周 期恒定，电感电流不连续。电感电流在一个开关周期内的平均值为： ，a v g = 竖掣 ( 2 - 1 1 ) 一 一 rt u 。j 厶l1 s 式中v d 为整流后的电压；t o n 为功率开关管s 的导通时间；t d 为二极管v d 的续流时间；t s 为开关周期。 式( 2 1 1 ) 中t 伽恒定，d c d c 变换器输入侧等效为阻性负载，整流器交流侧电 压电流同相位。实际上，在半个工频周期内并不恒定，导致输入平均电流有一 定程度的畸变。输出电压与输入电压峰值的比值越大，输入电流畸变程度越小。 该方式下的电流t h d 可控制在1 0 以内。 v a c i l lv d 十一 一 i o s 。略 p w m1 卜一e ：a i 坛 r 图2 8b o o s t 电路的d c m 控制原理图 f i 9 2 8d c m c o n t r o ld i a g r a mo fb o o s tc i r c u i t 变频方式1 式( 2 1 1 ) 中，若t s = t o n + t d 蛐，则输入平均电流只与导通时间有关，保持t 伽 恒定，输入电流理论上无畸变，这就是变频控制原理。变频控制方式下电流工作 于临界d c m 状态，集成控制器u c 3 8 5 4 可实现上述功能。 当占空比和开关频率固定时，输入电流的平均值正比于输入电压，因此不再 需要电流控制环输入电流的平均值就能自动跟踪输入电压呈正弦波形。d c m 控制 模式的优点是：电路简单，不需要乘法器；输入电流自动跟踪输入电压； 功率管实现零电流开通且不承受二极管的反向恢复电流。其缺点是：由于电感 电流不连续，造成电流纹波较大，对滤波电路要求高；输出含有二次谐波，功 率器件承受较大的电流应力。单相p f c 功率一般小于2 0 0 w 。 2 4 2 连续导电模式( c c m ) 连续导电控制可分为间接电流控制跟直接电流控制。 间接电流控制1 7 j 间接电流控制又称为相位幅值控制，是一种基于工频稳态的控制方法，它通 过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的相位和幅值关系，从而控 制交流输入电流呈正弦波形，并与交流输入电压保持同相位，使装置运行在单位 功率因数状态。其优点是结构简单，开关机理清晰。它的缺点是：自身无限流功 1 2 讯i上 能，需另外加过流保护电路；系统从一稳态到另一稳态过渡时电流会出现直流 分量；系统动态响应慢。 直接电流控制博1 直接电流控制其结构中含有乘法器，所以也叫乘法器控$ i j ( m u l t i p l i e ra p p r o a c h c o n t r 0 1 ) ，是目前应用最多的一种控制方式。其基本思想是将输入整流电压信号与 输出电压信号送入乘法器，乘法器的输出信号作为电流控制器的电流给定信号， 电流控制器控制输入电流按给定信号变化。它的缺点是电路较复杂，有时需电流 环补偿网络；输出具有二次谐波，动态响应慢；乘法器的非线性失真也增加了输 入电流的谐波含量。由于输入电流总带有一些开关频率纹波，因此必须决定反馈 哪一个电流，由此产生了峰值电流控制、滞环电流控制和平均电流控制三种控制 方式，这也是a p f c 常用的三种控制方法。表2 1 给出了这三种方法的基本特点。 表2 - 1 三种常用的p f c 控制方法 1 a b j e 2 1t h r e ek i n dc o n t o lm e t h o do fp f c 控制方法检测电流开关频率：i ：作模式对噪声适用拓扑注 电流峰值开关电流恒定c c m敏感b o o s t需斜率补偿 电流滞环电感电流变频c c m敏感b o o s t需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差放人 现以b o o s t 型p f c 电路为例来说明这三种控制方法的基本原理，假设电路工 作模式为c c m ( 电感电流连续) 。 1 ) 峰值电流控s u ( p e a kc u r r e n tm o d ec o n t r 0 1 ) 图2 - 9 ( a ) 中，输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压 同频同相的电流控制参考信号( 基准电流环信号) 。功率管s 导通，电感l 充电时， 电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时， 触发逻辑控制部分使功率管s 关断，电感开始放电，当一个开关周期t 结束时， 功率管重新导通。图2 - 9 ( b ) 是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形v g 和电 感电流波形i l 的示意图。 1 3 r l ：毒 v d i _i s i ： c = _i _l l 逻辑h 斜坡i l 控制fi 补偿i i i 较检嗣i y i 乏b 隔习一。嚣几厂 厂 f 1 1 厂 厂 厂 n ( a ) 电流峰值控制模式图( b ) 峰值法控制电感电流波形图 ( a ) d i a g r a mo fp e a kc u r r e n tm o d e c o n t r o l ( b ) w a v e f o r mo fi n d u c t a n c ec u r r e n t 图2 9 峰值电流控制 f i 9 2 9p e a kc u r r e n tc o n t r o l 2 ) 滞环电流控$ | j ( h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r 0 1 ) 图2 1 0 ( a ) 中，与峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。 输入电压信号和输出电压反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同 相的电流控制参考信号即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电 流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信 号，其控制步骤为： ( 1 ) 当功率管s 导通，电感l 充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环 信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管s 关断，电感开始放电； ( 2 ) 当电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管s 导 通，电感l 重新充电。 这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此 功率管的开关周期是变化的。图2 1 0 ( b ) 中实线为电感电流i l ，i 。瞰为上限电流基准， i m i i l 为下限电流基准。电流滞环的宽度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值， 也可以与瞬时平均电流成比例。 1 4 。期几r 厂 r 厂 几| 1 | ( a ) 电流滞环控制模式图( b ) 滞环法控制电感电流波形图 ( a ) d i a g r a mo f h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r o l ( b ) w a v e f o r mo f i n d u c t a n c ec u r r e n t 图2 1 0 滞环电流控制 f i 9 2 - 1 0h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r o 3 ) 平均电流控$ 1 j ( a v e r a g ec u r r e n tm o d ec o n t r 0 1 ) 图2 1 l ( a ) 中，平均电流控制9 1 把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积 作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位， 并接近正弦波形。输入电流被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化， 通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后， 给开关管驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校 正。 i ( a ) 平均电流控制模式图 ( a ) d i a g r a mo f a v e r a g ec u r r e n tm o d e c o n t r o l 。罢几r 厂 厂 r r 几 ( b ) 平均电流法控制电感流波形图 ( b ) w a v e f o r mo fi n d u c t a n c ec u r r e n t 图2 1 l 平均电流控制 f i 9 2 - 11a v e r a g ec u r r e n tm o d ec o n t r o l 在平均电流控制方式中，i l 信号与锯齿波信号相加，当两信号之和大于基准电 流时丌关管关断，当其和小于基准电流时开关管导通。取样电流来自实际输入电 1 5 卜昔 弘埘 式中：i i 为一个开关周期( t s ) 内输入电流的平均值；u i 为输入电压的平均值； k 是等效阻抗，其幅值等于负载映射到输入端的等效电阻值。 根据大信号平均p w m 开关模型，有 = 乇= 去= 南 ( 2 - 1 3 ) 式中，i ii c 分别表示一个开关周期内相应电流的平均值； i a i p 分别为开 关导通与关断时电流的平均值；d 为主开关占空比。 在分析时，假定在一个开关周期中输入电压是固定不变的，在稳态时，b o o s t 电路输入电压u i 与输出电压u o2 _ f j 的关系为 u = 虬( 1 一d ) ( 2 1 4 ) 将式( 2 1 3 ) 和式( 2 1 4 ) 代入式( 2 1 2 ) ，可得 = 笔”。) ( 2 - 1 5 ) l 2 笔”啪 ( 2 - 1 6 ) = 笔”钟 ( 2 - 1 7 ) 式( 2 1 5 ) 的物理意义：在一个开关周期内，如果功率开关管关断，当输入电流 的平均值等于= 惫( 1 - 。) 时，就实现了线性电阻。具体波形如下图。 p w m 信号 0d i t7 =d 2 t2 t , 图2 1 2p w m 调制控制的p f c 波形 f i 9 2 - 12w a v e f o r mo fp w m c o n t r o l 平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此t h d 和e m i 都很 1 6 小u 0 1 ；对噪声不敏感：电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测 任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在c c m 或d c m 模式：并且开关频率是固 定的，适用于大功率的场合，是目前p f c 中应用最多的一种控制方式。 2 4 3 仿真分析 运用m a t l a b 1 1 】【1 2 1 里的s i m u l i n k 模块，根据a p f c 的工作原理，运用双环控 制法，采用上一节详细分析的平均电流控制策略，对单级功率因数校正电路进行 仿真，建立起b o o s t 电路的s i m u l i n k 仿真模型： 电路的仿真参数如下： 输入交流相电压的有效值：2 2 0 v 输入交流相电压的频率：5 0 h z b o o s t 电感值：0 1 6 x1 0 - 3 h 输出滤波电容值：0 5 1 0 。3 f 负载电阻值：1 0 0 q 图2 1 3 平均电流控制法仿真图形 f i