（电力电子与电力传动专业论文）双幅双环有源箝位谐振直流环节逆变器的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 致谢堂3 7 g 9 6 本文是在导师应建平副教授指导、关怀下完成的。导师深厚的学术造诣、严谨 的治学作风、兢兢业业的工作态度和勇于开拓的科学精神，另我受益匪浅，终生难忘， 在此谨致以衷心的感谢! 感谢我的父母，正是他们的培养使我拥有今天的一切，正是他们的辛勤工作激 励我奋发向上，正是他们的关爱给予我生活的温暖和快乐。同时感谢我的姐姐，在我 遇到挫折的时候，支持我，鼓励我。 感谢张德华博士为本文所作的理论推导和损耗计算，刘腾同学在实验调试中所 做的工作，汪范彬在论文完成阶段给予的帮助。 同时还要感谢同实验室的张展同学、应用电予学系的阮苏苏老师，以及所有帮 助过我的朋友! 真诚的感谢你们! 本文研究工作得到国家自然科学基金和浙江省自然科学基金资助。 刘茜 2 0 0 1 年3 月于求是园 浙江大学硕士学位论文 第一章概述 随着软开关技术不断发展，软开关逆变技术应运而生，并成为电力电子学科中一 个被广泛关注的研究方向。本章在概述软开关逆变器的基础上，介绍研究热点之一 谐振直流环节逆变器，并简要比较其各种拓扑结构与控制方法。 1 1 软开关逆变器概述 随着各种p w m 控制技术的应用，使得p w m 逆变器在各种高性能的电力电子装 置如：交流传动装置、不间断电源、有源滤波器中获得越来越广泛的应用。对于大多 数p w m 控制技术来说，开关频率越高，控制效果越好。然而由于功率开关器件并不 是理想开关，开和关并不能瞬间完成，需要一段时间。在这段时间里，在开关器件两 端电压( 或通过电流) 减小的同时其上通过的电流( 或两端对电压) 同时上升，形成 电压和电流波形的交叠，从而产生了开关损耗。开关损耗和关断损耗随着开关频率的 上升成正比线性上升。而电路中寄生参数的影响以及寄生参数之间的振荡，使开关器 件在硬开关状态下的开关环境进一步恶化。图l 为考虑了寄生参数的硬开关逆变器局 部电路，及在寄生参数影响下开关器件电压电流波形在开关周期中的变化。 ( a ) 考虑了寄生参数的逆变器局部电路 t 一飞 ( b ) 开关过程中开关管s 1 电压电流波形( c ) 开关管s l 电流电压开关轨迹 图1 考虑寄生参数的逆变器局部电路及开关管电压电流变化波形 从图1 可以看出： ( 1 ) 当开关管s 1 导通时，其所并联的寄生电容c i 上的储能将通过s 1 释放， 一方面增大了开关损耗；一方面在开关管s 1 中产生巨大的电流尖峰；另外 浙江大学硕士学位论文 第一章概述 随着软开关技术不断发展，软开关逆变技术应运而生，并成为电力电子学科中一 个被广泛关注的研究方向。本章在概述软开关逆变器的基础上，介绍研究热点之一 谐振直流环节逆变器，并简要比较其各种拓扑结构与控制方法。 1 1 软开关逆变器概述 随着各种p w m 控制技术的应用，使得p w m 逆变器在各种高性能的电力电子装 置如：交流传动装置、不间断电源、有源滤波器中获得越来越广泛的应用。对于大多 数p w m 控制技术来说，开关频率越高，控制效果越好。然而由于功率开关器件并不 是理想开关，开和关并不能瞬间完成，需要一段时间。在这段时间里，在开关器件两 端电压( 或通过电流) 减小的同时其上通过的电流( 或两端对电压) 同时上升，形成 电压和电流波形的交叠，从而产生了开关损耗。开关损耗和关断损耗随着开关频率的 上升成正比线性上升。而电路中寄生参数的影响以及寄生参数之间的振荡，使开关器 件在硬开关状态下的开关环境进一步恶化。图l 为考虑了寄生参数的硬开关逆变器局 部电路，及在寄生参数影响下开关器件电压电流波形在开关周期中的变化。 ( a ) 考虑了寄生参数的逆变器局部电路 t 一飞 ( b ) 开关过程中开关管s 1 电压电流波形( c ) 开关管s l 电流电压开关轨迹 图1 考虑寄生参数的逆变器局部电路及开关管电压电流变化波形 从图1 可以看出： ( 1 ) 当开关管s 1 导通时，其所并联的寄生电容c i 上的储能将通过s 1 释放， 一方面增大了开关损耗；一方面在开关管s 1 中产生巨大的电流尖峰；另外 浙江大学硕士学位论文 极高的d i d t 将产生严重的电磁干扰噪声，该噪声会通过m i l l e r 电容耦合到 驱动电路和控制电路，造成系统工作的不稳定。 ( 2 ) 开关管s 1 导通瞬间，由于二极管d 2 反向恢复特性造成电压源短路，增大 了s l 和d 2 的开关损耗，在s 1 和d 2 中同时产生巨大的电流尖峰，影响开 关管和二极管的安全运行：另外，同样会产生很大的d i d t ，形成严重的电 磁干扰噪声。 ( 3 ) 开关管s l 关断时，寄生电感与寄生电容产生谐振，一方面产生一高电压加 在开关管s 1 上，影响s 1 的安全运行，另一方面加大了s l 的关断损耗。另 外，很大的d v d t 会产生严重的电磁干扰噪声。 由上述可知，硬开关逆变器开关频率的提高将使得p w m 逆变器的效率和可靠性 大大下降。而将软开关技术应用于逆变器，可以大大减小开关期间在开关过程中的损 耗，使缓冲电路成为多余，减少开关应力和电磁干扰，提高逆变器工作频率，减少元 器件的散热器体积，从而减少装置的尺寸和重量，同时也提高了逆变器工作的效率和 可靠性。 为了达到上述目的，研究人员已提出各种不同的软开关逆变器电路拓扑。就其拓 扑结构来说，大体可以分为四类：( 1 ) 具有无损吸收电路软开关逆变电路【1 , 2 1 ；( 2 ) 谐振转换型( t r a n s i t i o n r e s o n a n t ) 13 , 4 1 ；( 3 ) 极谐振型( r e s o n a n t p o l e ) ：( 4 ) 直 流环节谐振型( r e s o n a n t d cl i n k ) 7 , 8 , 9 , 1 0 , 1 1 , 1 2 】。第一类电路是由无源元件组成，不需要 开关器件，也不需要特殊的检测和控制。这类电路一般结构较为复杂，或不能将缓冲 电路的能量回馈给直流母线或负载。第二类电路一般能够直接应用传统硬开关逆变器 的p w m 控制方案，实现每个主开关软开关条件下独立换流，并且这类电路效率较高， 但这类谐振电路使用的开关器件较多，谐振电路的开关器件的电流电压应力较大。第 三类电路能够实现主开关器件的软开关条件下换流，但这类电路的谐振开关器件在主 电路整个p w m 工作期间进行谐振，谐振电路的损耗较大，而且辅助谐振换流的器件 和主开关的电流电压应力较大。第四类电路一般具有拓扑简单，控制方便，效率高等 优点，但输出电流的谐波含量成份偏高，主开关的电压应力较大。以上四种软开关逆 变电路是研究人员关注的热点，他们各有优点与缺点，这里不进行详细比较。 1 2 谐振直流环节逆变器的发展、分类与比较 谐振直流环节逆变器( r e s o n a n td c l i n ki n v e r t e r ) 的拓扑结构首先由美国的 d m d i v a n 教授提出，它较好的解决了软开关技术在逆变器( 特别是多相逆变器) 中 应用时遇到的谐振开关较多、成本高以及多个谐振开关元件作用相互影响等问题。近 年来，随着对谐振直流环节逆变器研究的深入，各种新的拓扑和控制方案层出不穷， 推动了软开关技术在逆变器中的应用。 垣盐缱拉筮娄 图l 给出了谐振直流环节逆变器的一般结构。各种不同的直流谐振型逆变电路由 它们的辅助谐振电路( a u x i l i a r yw a v e s h a p i n gc i r e u i t ) 来区别。由图1 可以看出直流 母线电压总是由辅助谐振电路( a w c ) 来改变，当逆变器需要换流时，辅助谐振电 路使得直流母线电压为零，主开关管在零电压的条件下进行换流。 2 浙江大学硕士学位论文 极高的d i d t 将产生严重的电磁干扰噪声，该噪声会通过m i l l e r 电容耦合到 驱动电路和控制电路，造成系统工作的不稳定。 ( 2 ) 开关管s 1 导通瞬间，由于二极管d 2 反向恢复特性造成电压源短路，增大 了s l 和d 2 的开关损耗，在s 1 和d 2 中同时产生巨大的电流尖峰，影响开 关管和二极管的安全运行：另外，同样会产生很大的d i d t ，形成严重的电 磁干扰噪声。 ( 3 ) 开关管s l 关断时，寄生电感与寄生电容产生谐振，一方面产生一高电压加 在开关管s 1 上，影响s 1 的安全运行，另一方面加大了s l 的关断损耗。另 外，很大的d v d t 会产生严重的电磁干扰噪声。 由上述可知，硬开关逆变器开关频率的提高将使得p w m 逆变器的效率和可靠性 大大下降。而将软开关技术应用于逆变器，可以大大减小开关期间在开关过程中的损 耗，使缓冲电路成为多余，减少开关应力和电磁干扰，提高逆变器工作频率，减少元 器件的散热器体积，从而减少装置的尺寸和重量，同时也提高了逆变器工作的效率和 可靠性。 为了达到上述目的，研究人员已提出各种不同的软开关逆变器电路拓扑。就其拓 扑结构来说，大体可以分为四类：( 1 ) 具有无损吸收电路软开关逆变电路【1 , 2 1 ；( 2 ) 谐振转换型( t r a n s i t i o n r e s o n a n t ) 13 , 4 1 ；( 3 ) 极谐振型( r e s o n a n t p o l e ) ：( 4 ) 直 流环节谐振型( r e s o n a n t d cl i n k ) 7 , 8 , 9 , 1 0 , 1 1 , 1 2 】。第一类电路是由无源元件组成，不需要 开关器件，也不需要特殊的检测和控制。这类电路一般结构较为复杂，或不能将缓冲 电路的能量回馈给直流母线或负载。第二类电路一般能够直接应用传统硬开关逆变器 的p w m 控制方案，实现每个主开关软开关条件下独立换流，并且这类电路效率较高， 但这类谐振电路使用的开关器件较多，谐振电路的开关器件的电流电压应力较大。第 三类电路能够实现主开关器件的软开关条件下换流，但这类电路的谐振开关器件在主 电路整个p w m 工作期间进行谐振，谐振电路的损耗较大，而且辅助谐振换流的器件 和主开关的电流电压应力较大。第四类电路一般具有拓扑简单，控制方便，效率高等 优点，但输出电流的谐波含量成份偏高，主开关的电压应力较大。以上四种软开关逆 变电路是研究人员关注的热点，他们各有优点与缺点，这里不进行详细比较。 1 2 谐振直流环节逆变器的发展、分类与比较 谐振直流环节逆变器( r e s o n a n td c l i n ki n v e r t e r ) 的拓扑结构首先由美国的 d m d i v a n 教授提出，它较好的解决了软开关技术在逆变器( 特别是多相逆变器) 中 应用时遇到的谐振开关较多、成本高以及多个谐振开关元件作用相互影响等问题。近 年来，随着对谐振直流环节逆变器研究的深入，各种新的拓扑和控制方案层出不穷， 推动了软开关技术在逆变器中的应用。 垣盐缱拉筮娄 图l 给出了谐振直流环节逆变器的一般结构。各种不同的直流谐振型逆变电路由 它们的辅助谐振电路( a u x i l i a r yw a v e s h a p i n gc i r e u i t ) 来区别。由图1 可以看出直流 母线电压总是由辅助谐振电路( a w c ) 来改变，当逆变器需要换流时，辅助谐振电 路使得直流母线电压为零，主开关管在零电压的条件下进行换流。 2 浙江大学硕士学位论文 v v 潦- p h a 。s a w c ( f f?f 图1 谐振直流环节逆变器的一般结构 根据辅助谐振电路的拓扑结构可以将所有的谐振直流环节逆变器分为以下几类 1 1 3 ： 类型1 ：普通谐振直流环节型( o r d i n a r yr e s o n a n td c l i n k ) 图2 是普通谐振直流环节的结构，这种结构的电路可以减少主开关电路的开关损 耗。图2 的谐振环节不论在逆变桥换流时或不换流时均进行谐振，它会导致主开关器 件上承受2 3 倍的v s ，并且这种结构的谐振环节要求逆变电路采用离散脉冲控制 ( d i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n ) ，这会增大输出电压的谐波含量。 r 工 图2a w c l 普通r d c l 1 4 】 类型2 ：箝位型r d c l ( r e s o n a n td c l i n kw i t hc l a m p e dv o l t a g e ) 筘位型r d c l 能够将箝位电压限制在1 2 。1 8 倍v s 。图3 ( a ) 有源箝位r d c l ( a c t i v e l yc l a m p e dr d c l ) 是一种拓扑简单，控制方便的箝位型r d c l ，本文将在 后几章详细介绍这种电路的工作原理和一种新型的控制方法。图3 ( b ) 为无源箝位 r d c l ( p a s s i v e l yc l a m p e dr d c l ) ，变压器的原边与谐振电感并联，它与副边的匝 比为k 一1 。当谐振电容的电压谐振至( k 1 ) v s 时，箝位电路把多余的能量回馈给直 流电源。这种电路一般要求箝位电压大于2 v s ，否则大量的谐振返回到直流电源中去， 使谐振电容的电压不能谐振回零，导致逆变失败。图3 ( c ) 为一种降压型r d c l ，这 一环节是利用并联谐振支路的谐振电压来抵消一部分母线电压，起到降压的作用。这 一谐振环节有一明显的不足是在逆变桥不换流时无论是并联支路还是母线电压一直 都在谐振，这会带来很大的损耗，而且这种降压措施的降压效果并不理想。图3 ( a ) ， ( b ) 和( c ) 的谐振环节的逆变电路一般采用离散脉冲控制方式，输出电流中谐波成 分含量大，而且可能含有次谐波。 3 浙江大学硕士学位论文 ( a ) a w c 2 1 i l s ( c ) a w c 2 3 t 1 7 1 ( b ) a w c 2 2 t 1 6 】 ( d ) a w c 2 4 t 1 8 图3 筘位型r d c l i ( f ) a w c 2 6 1 2 0 图3 ( d ) 至( f ) 能够实现p w m 控制的箝位型电路。图3 ( d ) 在箝位电容两端 并接一个二极管，使电路的工作过程中增加了一介空闲模式( i d l e m o d e ) 。这一谐振 环节的特点是箝位电容参加谐振，逆变桥的换流信号在箝位开关闭合以后的任何时刻 到来，都能够实现逆变桥的软开关换流。这种电路的突出优点是输出波形好，逆变器 可以采用p w m 调制方案，而不受谐振环节的影响。缺点是谐振环节的损耗太大，电 路的效率不高。图3 ( e ) 和( f ) 这两种谐振环节也可以实现与外来逆变器的调制信 号同步，实现p w m 的控制，但这些电路的损耗都比较大，效率不高。以上六种谐振 环节有一共同的特点是谐振电感均串联在直流母线上，损耗较大。 类型三：准方波直流环节( q u a s i s q u a r e w a v ed c l i n k ) 这类准方波直流环节的特点是母线电压除了换流时间谐振至零并保持一段时间 外，其他时候均为v s ，母线电压近似可看为方波形式。这种谐振直流环节通常也称 为准谐振直流环节( q u a s i r e s o n a n t d c l i n k ) ，可分为两种结构：( 1 ) 固定换流时间 型( c o n s t a n t n o t c h i n t e r v a l ) ( 2 ) 可变换流时间型( a d j u s t a b l e n o t c hi n t e r v a l ) 。 4 浙江大学硕士学位论文 图4 ( a ) 至( d ) 属于第一种结构。这类结构的特点是母线电压谐振至零后，逆 边桥桥臂均导通，使换流时间固定，母线电压在谐振环节不工作时箝位于v s 。这类 电路的优点是可以采用p w m 调制，逆变桥开关器件的电压应力小，控制简单，输出 电流波形可以比采用d p m 调制的电路更优，缺点是电路的效率不高。 ( a ) a w c 3 1 【2 l 】 ( c ) a w c 3 3 1 2 3 至工 ( e ) a w c 3 5 1 2 5 ( g ) a w c 3 7 2 7 】 - 5 盈： ( d ) a w c 3 4 1 2 4 一 酣斗 盈：f ( h ) a w c 3 8 1 2 8 浙江大学硕士学位论文 图4 准方波直流环节 ( j ) a w c 3 1 0 t 3 0 1 图4 ( e ) 至( j ) 为第二类结构的q s w d c l 。这类结构的特点是母线谐振至零后， 换流时间不固定，谐振电路处于环流状态：母线电压在谐振环节不工作时箝位于v s 。 这类电路的优点是可以灵活采用各种调制方案，电压利用率高，输出电流失真度小， 逆变桥开关器件的电压应力小。这一类电路实际上也属于第一类结构。 揎剑生遢剑筮苤 由于各种拓扑结构的特点不同，工作过程存在差异，在不同的软开关逆变电路中 必须使用不同的调制技术。表1 是各种软开关逆变电路的差异比较。在软开关逆变电 路中常用的调制技术有：离散脉冲调制( d p m ) ，脉冲宽度调制( p w m ) ，空间矢 量调制( s v m ) 以及混合调制方案等。 表1 谐振直流环节逆变器比较 ab c - , p ud * p u efghijk 1 1ll 1 c 2 5 l i n c a r y e s n o 2 1l s 1 dll 1 c1 2 1 8l i n e a r y e s l y e s n 0 2 31 s ，2 d1 乙璧c1 5 l i n e a r y e s 2 41 s ，l d ll l c1 1 - 1 3l i n e a r y e s 1 y e s 2 52 s ，2 di l ，2 c1 6y e s 2 62 s ，2 d1l ，1 c1 2 y e s 1 y e s 3 ，ll s 1 d1l ，l cl 1l i n e a r y e s 2 y e s 3 23 s 2 d2 乙，2 cll n 0l 3 32 s 2 dl u l c1 ll i n e a r1 y e s 3 43 s 3 d1 l ，2 c1 ll i r t e a rn o 3 52 s 3 du 。，2 cl 10 s c y e sy e s 3 62 s 4 dl l 也c1 1l i n e a r y e s n 0n 0 y e s 3 72 s ，2 d1l l c11l i n e a rn 0n 0 y e sy e s 3 83 s 3 dl l ，2 c11l i n e a rn o y e s 3 92 s ，3 dl l ，2 cl1 y e sy e s 3 1 03 s ，3 d1 l 1 cl1l i n e a r y e sy e sy e s a 开关和二极管的数目；b 变压器电感电容的数目；c 主开关两端电压峰值：d 关断时直流母线开关 的电流峰值；e 电感线性充电或谐振式充电：f 电感在可调换流时间内的损耗：g “开通”期间电感损 耗；h 电解电容的数目；i 电解电容上的电压控制；j 可调换流时间；k 辅助开关是否硬开关状态。 6 浙江大学硕士学位论文 从表l 可以看出各类谐振环节各有优缺点，它们所能采用的控制方案也不尽相同。 电路的繁简程度，开关器件的损耗，谐振电感的损耗以及输出电流电压波形等因素决 定了拓扑结构和调制方法的选取。采用类型3 中a n i 结构的逆变器可以用更为灵活 的调制方式，如各种s v m ，得到比采用c n i 调制方式低次谐波少，总谐波少，失真 度小的负载输出电流，且换流次数少。当采用a n i 调制时，一般所用的开关器件比 c n i 调制多，而且在母线电压为零时，谐振电感处于环流状态，这会增大电路的损耗。 采用有源筘位技术一般只能用d p m 方式，电路结构简单，控制简单，但电压的利用 率较低，而且输出电流的谐波大，可能含有次谐波。 塑猛丝筮 根据不同的开关器件和电路的工作状态，可以建立计算开关管i g b t 和二极管的 损耗模型d 1 。 = ；n ，“，砸f ( f ) 出 i g b t 和二极管的开关损耗可由公式( 1 2 ) 计算； e = a f ( r ) ”，1 ( 1 2 ) 其中， 乩：器件x 的通态压降； h ，：器件x 的动态电阻； 4 。趣。：器件x 拟合器件工作盐线的常数； 对于零电流开关状态，器件的关断损耗可由公式( 1 - 2 ) 计算，开通损耗可由公式 ( 1 3 ) 计算： 一。= 貉 ( 1 。3 ) 其中， 幻：开通时间； 厶：串联电感； k ：所施加的电压； 谐振电感的损耗可计算其等效串联电阻的损耗而得。文献 3 1 】中给出了传统有源 筘位谐振电路中的器件损耗以及谐振电感损耗计算方法。本文将在以后的章节中给出 采用双幅控制的有源箝位电路的损耗计算。 文献 3 2 1 比较了各种谐振直流环节逆变器的损耗。直流电压6 0 0 v ，工作频率 1 0 k 5 0 k ，负载电流1 0 a 5 0 a 。为了使采用类型一和类型二的谐振环节逆变器的输出 电流波形和控制特性与其它类型电路相当，这类电路的工作频率须为普通硬开关 p w m 逆变电路的3 4 倍，约为4 0 k 2 0 0 k 。在各种拓扑结构中，2 1 的a c r i d c l 损耗 最小。采用d p m 的a c r d c l 的损耗比大多数第三类电路小，也比p w m a c r d c l 的损耗小。本文中所讨论的双幅控制方法下的a c r d c l 能够进一步减小谐振环节的 损耗，同时在与传统a c r d c l i 相同的开关频率下得到更好的电流输出波形。 7 浙江大学硕士学位论文 1 3 论文研究的内容和意义 本文研究的目的是在已有双幅有源箝位谐振直流环节逆变器的基础上，提出一种 新的筘位电压的控制方案和双环控制策略，从而大大降低a c r d c l i 谐振回路的电流 和损耗，同时使这种逆变器的应用场合更广泛。实验验证了提出的控制方法和策略， 并完成一台3 k w 双环控制的双幅a c r d c l i 样机。 本文主要内容： ( 1 ) 第一章对软开关逆变电路进行分类，比较各种谐振直流环节的优缺点。 ( 2 ) 第二章详细讨论有源箝位谐振直流环节逆变器和双幅无短路开关 a c r d c l i 的工作原理，并进行仿真。 ( 3 ) 第三章从系统损耗的角度出发，研究双幅a c r d c l i 中各参数与箝位谐振 直流环节损耗的影响，详细估算系统的损耗，以及在新的控制策略下应如 何优化谐振电路参数。 ( 4 ) 第四章通过制做3 k w 样机，验证双环双幅无短路开关a c r d c l i 的可行性。 ( 5 ) 第五章对论文研究工作进行了总结，并展望了双环双幅有源箝位谐振直流 环节逆变器的应用前景。 本文工作的意义在于：为了使a c r d c l i 电路应用场合更广泛，谐振电路损耗最 小，箝位电容电压控制简单，本文提出新颖的箝位电容电压控制方法和双环控制策略。 仿真和实验表明，双环双幅有源筘位谐振直流环节逆变器不仅解决传统箝位电压控制 问题，同时谐振电路的损耗小，负载输出特性好。从实验结果可以看出，它在大功率 变换器中具有良好的应用前景。 8 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位谐振直流环节逆变器( a c i m c l i ) 和采用双幅控制的无短路开关a c r d c l i 2 1 引言 由第一章概述可知，各国学者已对谐振赢流环节逆变器进行了一定研究，他们从 系统的损耗，电路的复杂程度等角度提出了不同的拓扑结构以及相应的控制策略。在 这些拓扑结构中，d r d i v a n 教授提出的有源箝位谐振直流环节逆变器( a c r d c l i ) 具有拓扑结构简单，附加开关器件减少，电路损耗小，控制策略容易实现等优点：但 这种拓扑结构也有其缺点：谐振电感串入母线，造成谐振电感中流经的电流较大，引 起整个谐振回路的损耗较大。如何充分利用这一电路的优点，克服其缺点，成为进一 步提高有源箝位谐振直流环节逆变器效率的关键之一。 本章主要对有源箝位谐振直流环节逆变器( a c r d c l i ) 进行详细的讨论，指出传 统控制方法的不足之处，进而提出一种新颖的控制方法一双幅控制下的无短路开关 a c r d c l i ，并以仿真结果验证。 2 2 有源箝位谐振直流环节逆变器( a c i m c l i ) ( k - 1 ) u d u d 图2 1 有源箝位谐振直流环节逆变器 c 2 - 2 1a c r d c l i 基本工作原理 图2 1 为三相a c r d c l i 的电路原理图。其简单工作原理描述如下：箝位电容c c 上预充电到一定电压值，该电压值与直流电压u d 之和即为谐振电压的筘位值，设此 值为k u d ，则电容c c 上的预电压值沈。为( k - d u d 。假设电路的初始状态为 “，倒= k 【肼。当逆变桥需要换流时，箝位管s c 开通，电容c c 通过s c 向谐振电感l r 提供能量，流过箝位开关中的电流由零以斜率涨1 ) u d l r 增大，直至于充电电流闽值 切j 这时s c 关断，l r 与c r 开始谐振，l r 中储存的能量帮助c r 的电压谐振到零，逆 变桥的开关器件在零电压的条件下换流。待逆变桥换流结束，u d 重新给电容c r 充电， 当c r 充电至k u d 的值，二极管d c 导通，l r 的能量回馈给电容c c 。当d c 中电流衰 9 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位谐振直流环节逆变器( a c i m c l i ) 和采用双幅控制的无短路开关a c r d c l i 2 1 引言 由第一章概述可知，各国学者已对谐振赢流环节逆变器进行了一定研究，他们从 系统的损耗，电路的复杂程度等角度提出了不同的拓扑结构以及相应的控制策略。在 这些拓扑结构中，d r d i v a n 教授提出的有源箝位谐振直流环节逆变器( a c r d c l i ) 具有拓扑结构简单，附加开关器件减少，电路损耗小，控制策略容易实现等优点：但 这种拓扑结构也有其缺点：谐振电感串入母线，造成谐振电感中流经的电流较大，引 起整个谐振回路的损耗较大。如何充分利用这一电路的优点，克服其缺点，成为进一 步提高有源箝位谐振直流环节逆变器效率的关键之一。 本章主要对有源箝位谐振直流环节逆变器( a c r d c l i ) 进行详细的讨论，指出传 统控制方法的不足之处，进而提出一种新颖的控制方法一双幅控制下的无短路开关 a c r d c l i ，并以仿真结果验证。 2 2 有源箝位谐振直流环节逆变器( a c i m c l i ) ( k - 1 ) u d u d 图2 1 有源箝位谐振直流环节逆变器 c 2 - 2 1a c r d c l i 基本工作原理 图2 1 为三相a c r d c l i 的电路原理图。其简单工作原理描述如下：箝位电容c c 上预充电到一定电压值，该电压值与直流电压u d 之和即为谐振电压的筘位值，设此 值为k u d ，则电容c c 上的预电压值沈。为( k - d u d 。假设电路的初始状态为 “，倒= k 【肼。当逆变桥需要换流时，箝位管s c 开通，电容c c 通过s c 向谐振电感l r 提供能量，流过箝位开关中的电流由零以斜率涨1 ) u d l r 增大，直至于充电电流闽值 切j 这时s c 关断，l r 与c r 开始谐振，l r 中储存的能量帮助c r 的电压谐振到零，逆 变桥的开关器件在零电压的条件下换流。待逆变桥换流结束，u d 重新给电容c r 充电， 当c r 充电至k u d 的值，二极管d c 导通，l r 的能量回馈给电容c c 。当d c 中电流衰 9 浙江大学硕士学位论文 减为零后，s c 重新导通，维持母线电压的振荡，从而保证箝位管s c 零电压开关。电 路的振荡一直持续到下一次逆变桥需要换流的时刻。 由于实际电路不可能无损振荡，为了保证谐振电容“。能够谐振至零，必须补充电 路中的损耗。传统的办法是在谐振电容电压为零时，将开关s r 闭合使母线短路，直 流电源给谐振电感储存足够的能量，使下一次谐振电容c r 电压能够谐振到零。由于 这种做法将导致流经谐振电感的电流增大，放会使直流环节的损耗增大。本章将在对 a c r d c l i 工作过程详细分析基础上，提出双幅控制下的无短路开关的箝位电路控制 策略，最大限度降低直流环节损耗。 2 ，2 2a c r d c l i 的工作过程分析 ( e - 1 ) u u d k u d u d ( a ) a c r d c l i 的等效电路图 j 、西 il r 4 i il r 3 一1 l r il r 2 矿 ) t il 彳 。 l c c 乏m 1m 2m3m 4 o ( b ) 谐振电容u e r ，谐振电感电流i l r 以及箝位开关电流i c 。 图2 - 2a c r d c l i 的等效电路图及其电路波形 1 0 浙江大学硕士学位论文 减为零后，s c 重新导通，维持母线电压的振荡，从而保证箝位管s c 零电压开关。电 路的振荡一直持续到下一次逆变桥需要换流的时刻。 由于实际电路不可能无损振荡，为了保证谐振电容“。能够谐振至零，必须补充电 路中的损耗。传统的办法是在谐振电容电压为零时，将开关s r 闭合使母线短路，直 流电源给谐振电感储存足够的能量，使下一次谐振电容c r 电压能够谐振到零。由于 这种做法将导致流经谐振电感的电流增大，放会使直流环节的损耗增大。本章将在对 a c r d c l i 工作过程详细分析基础上，提出双幅控制下的无短路开关的箝位电路控制 策略，最大限度降低直流环节损耗。 2 ，2 2a c r d c l i 的工作过程分析 ( e - 1 ) u u d k u d u d ( a ) a c r d c l i 的等效电路图 j 、西 il r 4 i il r 3 一1 l r il r 2 矿 ) t il 彳 。 l c c 乏m 1m 2m3m 4 o ( b ) 谐振电容u e r ，谐振电感电流i l r 以及箝位开关电流i c 。 图2 - 2a c r d c l i 的等效电路图及其电路波形 1 0 浙江大学硕士学位论文 将图2 一l 简化，假定负载电感足够大，即逆变桥输入电流i o 在l r c r 电路的一个谐 振周期内近似看作不变，其数值取决于各相电流的瞬时值及逆变桥流过开关器件的开 关状态。简化电路如图2 2 ( a ) 所示，图2 2 ( b ) 为相应的谐振电容电压u e ，谐振 电感电流i k ，和箝位开关器件中电流i c c 的波形。假定箝为电容c c 的值足够大，箝位 电压等于k u d 为一恒定电压值。a c r d c l i 的一个谐振周期可分为六个阶段，这六个 阶段分别对应于六种工作模式，如图2 3 所示。 ( k - 1 ) u ( k - i ) u ( a ) 工作模式i ( k - i ) u j d ( c ) 工作模式3 ( k l ( k 一1 ) u i o u d ( e ) 工作模式5 ( b ) 工作模式2 ( d ) 工作模式4 ( f ) 工作模式6 图2 - 3a c r d c l i 各工作模式图 i o 1 0 i o 1 工作模式1 ( m 1 段) 在这种工件模基! ( 图2 - 3 ( a ) ) ，箝位开关s c 处于导通状态，箝位电压被箝位 ：j ： k u d 。s r 处于关断状态。此时箝位开关电流在箝位电压的作用下，从零开菇 三莉 浙江大学硕士学位论文 f ( f ) ：i o 一( k - ：_ 1 ) u d ， l r ( 2 1 ) 为了便于分析比较，对电路中各变量进行归一化处理，电压和电流的归一化因子 分别为u d 和u 慨，其中，z 0 为谐振电路的特征阻抗磊= 居。 因此，( 2 1 ) 式可化为： 凡( f ) = o ( k - 1 ) c 0 0 7( 2 2 ) 其中，2 脑。t 1 时刻，箝位开关中的电流增大至筘位管关断电流预设值 i 。f f 时，箝位管关断，m 1 段结束，电路由工作模式1 转化为工作模式2 。 ，1 = o 一，盯 2 工作模式2 ( m 2 段) 在这种工作模式下( 图2 3 ( b ) ) ，开关s r 和s c 均为关断状态，l r ，c r ，r l ，开 始谐振，电路的动态过程可用如下微分方程组描述： 厶掣也。鹄( r ) = u d c ，掣吒( ，) 一如 初始条件为：0 ( o ) = ，。，“。( 0 ) = k u d 。 解方程( 2 3 ) 和( 2 - 4 ) 并代入初始条件，得 一竺吐 站。( ，) = u d 一( ，嘞) + a e2 。c o s ( w ，+ 矽) 一州 “归肌矿。z o 去。s ( 扪叫) + s i n ( c o t + ( o ) l 其中，q 2 警_ = 彩= 、2 一。r l r 2 。， ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( k - 1 阳+ ( 揪n ) 】2 面面i 丙o ，z o 面呖一生z o 】2 + 1 ) 班嘴c 赫一争 p l o r z , ( k - 1 ) u d ，老 z q 3 ， t - 一 芒= 1 11 21 31 4 图3 - 6 谐振电感等效串联电阻的损耗p b 。与k ，z 0 的关系曲线 从图( 3 6 ) 可以看出，p k ，随z o 的增大而增大；p l 。随着k 的增大，先减小后增 大。这是因为z o 增大，r l r 增大，所以p m ，增大；k 的增大一方面减小了大幅振荡的 平均周期，使p l 。减小，但是当z o 较小时，为了使直流母线谐振到零，谐振峰值电 流增大，故在z 0 较小时p k ，反而增加。 2 0 p s c 1 0 0 图3 7 箝位开关上的损耗p s 。与z o ，k 的关系曲线 3 2 浙江大学硕士学位论文 从图( 3 7 ) 可以看出，p s 。随k 的增大而减小；p s 。随着z 0 的增大，先减小后增大。 这是因为k 增大，箝位电路所需要处理的能量减少，所以p s 。随k 的增大而减小：而 p s 。随z o 的变化规律与图( 3 - 2 ) 的解释理由相同：z 0 的增大一方面使谐振电感增大， 延长了箝位开关的工作时间，另一方面又减小了箝位关断电流，故p s c 有一最佳z o 值。 6 0 p t o t n l 4 0 0 1 0 8 0 6 0 p t e 乜1 4 0 0 2 03 04 05 06 0z o ( a ) 1 11 21 3 ( b ) 图3 8 箝位谐振直流环节总损耗p 协n l 与k ，z 0 的关系曲线 - 3 3 燃 薯一酝芝蒜赢琵盖4 篥糕黼鬃晶k i n 篡1 2 - 1 b 4 。箍撩糍商踹黼编承卧”1 3 特征阻抗z o ，直流环节特征频率与f s 之比k f 对谐振直流环节损耗的影响 ；o o , k = i , , 0 0 0 , o - 6 0 , k f = 1 0 - 3 0 q = 5 0 0 k = i2 fs = 5 0 0 0 z o m o - 6 k f = 糕菇鎏蒸黼霪黼童 图3 9 谐振电感等效串联电阻的损耗p 姗与k f ，z 。的关系曲线 搽戮瓣冬熬麟 黧 粼 浙江大学硕士学位论文 2 0 p s c 1 0 图3 1 0 筘位开关上的损耗p s 。与k f ，z 0 的关系曲线 图( 3 1 1 ) 为筘位谐振直流环节总损耗p m l 与k f ，z 0 的关系曲线。从曲线中可以 看出，随着k f 的增大，总损耗减小；随着z 0 的增大，总损耗先减小后增大。造成这 种变化的原因是：k f 增加，增大了谐振直流环节的工作频率，减小了每次大幅振荡 的时间，而大幅振荡频率仅为逆变器的换流频率，故p k ，和p s 。，故总损耗随k f 的增 加而减小。z 0 引起总损耗p 。【a l 变化的原因与前面的解释相同。 图3 1 1 筘位谐振直流环节总损耗p 。t a l 与k f ，z o 的关系曲线 结论3 ： 1 z o 对直流环节损耗的影响同结论1 ； 2 k f = f c f _ s ( f c 是谐振电路的特征频率) ，k f 的增大意味着谐振频率的提高， 若忽略小幅振荡的损耗( 事实上该损耗也非常小) ，大幅振荡的频率不 变( 为逆变器换流频率) ，每次振荡的时间缩短了，故损耗也减小： 3 k f 的增大同时影响了p s 。和p k ，使总损耗减小，故k f 越大越好。 3 5 浙江大学硕士学位论文 直流环节特征频率与f - s 之比k f ，f _ s 对谐振直流环节损耗的影响 q = 5 0 0 ，k = i 2 ，z , o = 2 5 ，f _ s = l k 一3 0 k h z ，k f = - 1 0 - 3 0 图3 1 2 谐振电感等效串联电阻的损耗p k 。与k f ，f _ s 的关系曲线 从图( 3 1 2 ) 可以看出，p k 。随k f 的增大而减小：随着f - s 的增大p k 。保持不变。 这是因为，k _ f 的增大意味着谐振频率的升高，由于逆变桥臂的换流频率不变，即大 幅振荡的平均周期不变，如果忽略小幅振荡的损耗，每次大幅振荡的时间变短，故 p l c s ，减小；f s 增大，谐振频率增大，一个谐振周期的损耗减小，但由于谐振的次数 增多，故p l 。保持不变。 图3 - 1 3 箝位开关上的损耗p s 。与k 工，z o 的关系曲线 从图( 3 1 3 ) 可以看出，p s 。随时的增大而减小；随着- s 的增大p s 。保持不变。 这是因为，k f 的增大意味着谐振频率的升高，由于逆变桥臂的换流频率不变，即大 幅振荡的平均周期不变，如果忽略小幅振荡的损耗，每次大幅振荡的时间变短，故箝 - 3 6 浙江大学硕士学位论文 位器件上的损耗减小：f _ s 增大，谐振频率增大，一个谐振周期的损耗减小，但由于 谐振的次数增多，故p s 。保持不变。 5 0 4 0 p t o l 3 0 2 0 1 0 0 | ， k f i h x 。 图3 1 4 箝位谐振直流环节总损耗p l 与k f ，l s 的关系曲线 从图( 3 1 4 ) 可以看出，随着k f 的增大，谐振直流环节的总损耗减小；逆变器换 流频率f s 的变化不影响p t 删。这是因为k f 增大，谐振频率增大，使p s 。和p k ，都将 下，所以总损耗p 。l 减小；f s 增大，谐振频率增大，一个谐振周期的损耗减小，但 谐振的次数增多，故总损耗p 。i 并没有改变。 结论4 ： 1 f 对直流环节损耗的影响同结论3 ： 2 若忽略开关损耗( 事实上开关损耗非常小，可忽略) ，若k f 相同，fs 不影响直流环节的损耗： 3 实上fs 增大，f c 也随之增大，例如：fs _ i l fs ，由于k f 不变，故f c n f c ， 因为z 0 恒定，所以l r o l f f n ，r kr h n ，单位周期内p l _ p l 妫加，等 效串联电阻上的总损耗为单位周期内的损耗与n f c 之积，故p l c 。，保持不 变；同样，由于大幅关断电流不变，每次箝位开关工作时间缩短为1 n ， 单位周期p s 。_ p s 。，n ，故p s 。亦不发生变化。 3 - 2 - 3 箝位谐振直流环节损耗影响因素的小结 从前面的计算和分析可以看出，各个参数的变化对谐振直流环节的损耗有一定的 影响，下面就对各参数与损耗的具体关系进行小结： 直流环节损耗对z d 的变化敏感，p s 。在z 俨2 5 时有最小值，p 撕，随z 0 的增大而 增大，总损耗在z o = 1 5 处可找到最小值； 通常k 值越大，损耗越小，由于逆变桥电压应力不可过高，且k i 3 后损耗 的降低有限，故在k 选择在1 2 1 3 之间较合适； k f 的增大，即直流谐振直流环节的谐振频率增大，有利于降低直流环节的损 耗，并且有利于提高d p m 控制精度，减小输出滤波器体积： 一3 7 浙江大学硕士学位论文 位器件上的损耗减小：f _ s 增大，谐振频率增大，一个谐振周期的损耗减小，但由于 谐振的次数增多，故p s 。保持不变。 5 0 4 0 p t o l 3 0 2 0 1 0 0 | ， k f i h x 。 图3 1 4 箝位谐振直流环节总损耗p l 与k f ，l s 的关系曲线 从图( 3 1 4 ) 可以看出，随着k f 的增大，谐振直流环节的总损耗减小；逆变器换 流频率f s 的变化不影响p t 删。这是因为k f 增大，谐振频率增大，使p s 。和p k ，都将 下，所以总损耗p 。l 减小；f s 增大，谐振频率增大，一个谐振周期的损耗减小，但 谐振的次数增多，故总损耗p 。i 并没有改变。 结论4 ： 1 f 对直流环节损耗的影响同结论3 ： 2 若忽略开关损耗( 事实上开关损耗非常小，可忽略) ，若k f 相同，fs 不影响直流环节的损耗： 3 实上fs 增大，f c 也随之增大，例如：fs _ i l fs ，由于k f 不变，故f c n f c ， 因为z 0 恒定，所以l r o l f f n ，r kr h n ，单位周期内p l _ p l 妫加，等