（电力电子与电力传动专业论文）基于pwm整流器的多逆变器高频感应电源.pdf

a b s t r a c t a tt h eb e g i n n i n go f2 0 hc e n t u r y ，t h ei n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rs u p p l ys t a i r t st o e m e r g e i ti sn o n 。c o n t a c th e a t i n gs u p p l y i th a sh i g hh e a t i n gt e m p e r a t u r ea n d v e r yh i g h e f 五c i e n c y 。m e a n w h i l e ，t h eh e a t i n gt e m p e r a t u r eo fp o w e rs u p p l yi sc o n t r o l l e de a s i l y i t h a sg o o do p e r a t i n ge n v i r o n m e n ta n dc a n h e a t i n gc o m p l e xw o r k p i e c e s ot h ei n d u c t i o n h e a t i n gp o w e rs u p p l yi sb e c o m et h eh o ti s s u e s t h ef o l l o w i n ga s p e c t sa r em a d ei nt h i s p a p e r ： i nt o p o l o g yo ft h ep o w e rs u p p l y ，p w mr e c t i 丘e ri su s e ds oa st of e d u c eh a m o n i c i n c r e a s ep o w 7 e rf a c t o ra n di n l p r o v ee m c i e n c y i nc o n t r o lm e t h o d ， a n a l o gc o n t r o lc i r c u i ti sa d o p t e di nt r a d i t i o n a li n d u c t i o n h e a t i n gp o w e rs u p p l y ，w h i c hh a sl o wc o n t r o la c c u r a c y ，l e s sn e x i b i l i t ya n dr e l i a b i l i t y d i g i t a lc o n t r o lm e t h o db a s e do nd s p i c 3o f 6 0l0i su s e di nt h j sp a p e r i tn o to n l yt r a c k l o a df r e q u e n c y ，b u ta l s oi m p l e m e n tp h a s e s h i f t e dc o n t r o lo f o u t p u tp o w e r t h ec o n t r o l p r e c i s i o no fs y s t e mi si n l p r o v e da n dr e l i a b i l i t yi se n h a n c e d t h el o a di sn o n l i n e a ra n du n c e r t a i ni ni n d u c t i o nh e a t i n g i t sp a r a m e t e r sc a nb e c h a n g e da l o n gw i t hh e a t i n gt e m p e r a t u r e s ot h eo u tv o l t a g eo fi n v e n e ri sc o n t r o l l e db y f u z z yp ic o n t r o l l e r m u l t i i n v e r t e ri sm a d ei nt h ei n d u c t i o n h e a t i n gs u p p l y i tc a nm e e ta u t o m a t i z a t i o n p r o d u c tl i n ea n db a t c hp r o d u c t i o no fi n d u c t i o nh e a t i n g t h es y s t e md e s i g na n dt h ec o n t r 0 1s o f t w a r e a r ec o n l p l e t e di nt h i sp a p e r t h e s i m u l a t i o n sa r ef i n i s h e d ，a n dr e s u l t so ft h ep o w e rs u p p l ya r ea p p l i e di nt h e g u i d er o l l e r k e yw o r d s ： p w mr e c t i f i e r ；m u i t i i n v e r t e r ；h a r m o n i c ；p h a s e 。s h i f tc o n t r o l ； f u z z yc o n t r o l ；d s p i c 3 0 f 6 0 1 0 兰州理工大学学位论文原创性声明和使用授权说明 原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的 研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均 已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名：王小论 日期：洲年多月闷日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有 权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和 借阅。本人授权兰州理工大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。同 时授权中国科学技术信息研究所将本学位论文收录到中国学位论文全文数据 库，并通过网络向社会公众提供信息服务。 日期：埘年 日期：力孵 fb 沁日 ，l 勿月修日 硕士学位论文 1 1 概述 第1 章绪论 人们早在十九世纪初就发现了电磁感应现象，知道导体在交变磁场中会感应 产生电流而引起发热。但是，长期以来人们视这种发热为损耗，并为保护电气设 备和提高效率而千方百计地减少这种现象的产生。直到十九世纪末期，人们才开 始利用这种发热进行有目的的加热一熔炼、热处理和各种热压力加工的透热等， 由此出现了各种感应加热装置。 最早出现的感应电炉未开槽式有层熔炼炉，于1 8 9 9 年在瑞典诞生。1 9 1 4 年 1 9 1 8 年，闭槽式有芯熔炼炉开始出现在工业上。第一台高频无芯炉也在这一期间 相继问世。到二十世纪三十年代，中频熔炼设备已开始投入运行，然后是工频电 炉的崛起。二十世纪四五十年代，感应加热用于透热。由于感应加热具有电效率 高，加热速度快，便于自动化，劳动条件好，无污染等优点，所以几十年来得到 了迅速的发展。现在感应加热技术已广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接 等过程，已成为冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机汽车制造业 等不可缺少的能源。此外，感应加热已经或不断地进入到人们的家庭生活中，例 如微波炉、电磁炉、热水器等都是利用感应加热原理。下面简单介绍下感应加 热的基本原理。 1 电磁感应与感应加热 法拉第的电磁感应定律说明，处于交变磁场内的导体其两端会感应出电动势， 电路闭合成回路时则产生感应电流。感应加热的基本原理就是电磁感应定律，其 原理如下图所示： 图1 感应加热原理 当交变电流通入感应圈时，感应圈内便会产生交变磁通，置于感应圈中的 金属工件就会受到电磁感应而产生感应电势p ，其大小为： 基于p 1 】l m 整流器的多逆变器高频感应电源 口：一譬 ( 1 1 ) 口= 一二 i1 1 ) 讲 如果磁通矽是呈正弦变化的，即= 九s i n 耐，( 1 2 ) 则 口的有效值 p ：一譬：一九功c 。s 耐 p = 一二= 一矽。，功c o s 耐 d t lm e ；华“4 4 膨肘 2 ” ( 1 3 ) ( 1 4 ) 感应电势e 在工件中产生感应电流( 涡流) 屯，f 2 使工件内部开始加热，其焦 耳热为 q = o 2 4 罡m ( 卡) ( 1 5 ) 式中厶一一感应电流的有效值( 安) ； r 一一工件等效电阻( 欧) ； t 一一工件通电时间( 秒) 。 为了使金属能加热到一定温度，在金属内必须有足够大的涡流，为此在金 属内必须感应出足够大的电势e 。由式( 1 4 ) 可知，感应电势e 和发热功率与磁 通九、频率厂有关。感应圈中流过的电流，越大，其产生的磁通也就越大，因此 提高感应线圈中的电流可以使工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使 工件中的感应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，感应电势 和发热功率不仅与频率和磁场强弱、金属本身的导电、导磁等特性有关外，而且 与金属的截面大小、截面形状等有关。如果金属截面增大，在同样磁通密度的情 况下，通过金属的矽也就越大，于是感应电势e 以及金属内部得到的功率也增大 ( 金属中产生的功率为尸= 日c o s 矽= 4 4 4 月九c o s 矽1 0 - 3 千瓦) 。 2 电磁感应的三个效应 在感应加热过程中存在着三种效应：集肤效应、邻近效应和圆环效应，下面 分别介绍这三种效应心1 。 集肤效应：当交流电流流经导体时，电流沿导体截面上的分布是不均匀的， 最大电流密度出现在导体的表面层，这种电流集聚于表面的现象叫做集肤效应。 邻近效应：相邻两导体通以交流电流时，在相互影响下导体中的电流要重新 分布。当两电流方向相反时，电流聚于导体内侧；方向相同时，电流被排于导体 外侧，这种现象叫做邻近效应。 圆环效应：若将交流电流通过圆环形螺管线圈时，则最大电流密度出现在线 圈导体的内侧，这种现象叫做圆环效应。 感应加热设备就是综合利用这几种效应来工作的。在感应器中置以炉料，在 感应圈两端施加交流电压，即产生交变磁场。此时感应器本身表现为圆环效应， 感应器与炉料间即为邻近效应，而炉料本身表现为集肤效应，这是因为由交变磁 2 硕士学位论文 场感应出的涡流也是交变电流，它沿截面的分布也是聚集在表面一侧的，电流密 度由表面向中心按一指数函数迅速下降。假设在距离表面处，电流密度已衰减 至0 3 6 8 ( 1 儿) 。为方便计算，工程上引入一个电流在金属中透入深度的概念，即 认为电流只是在深度为的薄层中以均匀的电流密度流过，其余部分就无电流流 过。换句话说，也就是交流电流在导体中产生的热量大部分集中在电流透入深度 内。 透入深度可表示为： - 5 0 3 0 寿( 厘米) ( 1 6 ) 式中p 一一导体或工件的电阻率( 欧厘米) ； 以一一相对磁导率； 厂一一频率( 赫) 。 从上式可以看出，当工件的电阻率和相对磁导率确定后，透入深度仅与频 率厂的平方根成反比，因此可以通过改变频率来控制工件的加热厚度。当频率降 低时，其透入深度增加，使电效率降低；当频率升高时，其透入深度减小，电 效率提高。这种性质在金属热处理中得到了广泛的应用，如淬火、焊接、金属熔 炼和热处理等。 1 2 国内外感应加热技术现状 感应加热电源的发展是与电力电子技术的发展密切相关的。二十世纪五十年 代以前，感应加热电源主要有工频感应炉、电磁倍频器、中频发电机组和电子管 振荡器。这类传统电源装置效率较低、热惯性大、寿命短、工作频率可调范围小， 不能满足不同工艺、负载的要求。五十年代以后，随着电力电子学及功率半导体 器件的发展，固态感应加热电源技术不断成熟。六十年代随着晶闸管的出现，研 制出静止型晶闸管中频感应加热电源，并逐步取代了原有的中频发电机组。八十 年代以来相继出现了一大批全控型电力电子半导体器件，极大的推动了现代电力 电子技术的发展，为固态超音频、高频感应加热电源的研制提供了坚实的基础， 以i g b t 为主要功率器件的新型感应加热电路，由于将m o s f e t 和g t r 两者的优点集于 一身，因此发展很快，由于该装置比晶闸管更节约能源( 1 0 ) ，调节性能好， 近年来已有取代部分晶闸管电源的趋势口1 。 半导体式感应加热装置的出现使感应加热用的频率选择概念上发生很大变 化。电子式加热装置的频率等级少，不能根据加热工艺的要求选择更合适的工作 频率，往往不得不迁就频率而牺牲效率。而半导体式感应加热装置的频率应变性 3 基于p w m 整流器的多逆变器高频感廊电源 极强，还具有频率自动跟随负载变化的特性，可以选择理想的工作频率，使装置 效率最高，从而达到节能、省时的目的。 低频感应加热的特点是透热深度深，工件的径向温差小，因此热应力小，工 件变形小，比较适合于大型工件的整体透热、大容量炉的熔炼和保温。目前在低 频感应加热场合普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百 兆瓦，用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温。国内也形成了1 5 t 一2 0 t 的系列产品。预计在短期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率、 容量、价格和可靠性方面还难以与简单可靠的工频感应炉竞争。 在中频范围内，传统的中频发电机组从二十年代用于感应加热，在其后的几 十年里得到了迅速地推广，但存在恒频输出、效率低、以及为补偿变化的输出功 率因数而必须频繁切换补偿电容的缺点，而电磁倍频器也存在保和变压器的饱和 深度难以严格控制的问题。自从1 9 5 6 年晶闸管问世后，晶闸管感应加热装置已完 全取代了上述两种装置，国外的晶闸管电源容量已经达到数十兆瓦，国内也已形 成频率5 0 0 一8 0 0 0 h z ，功率1 0 0 3 0 0 0 k w8 个系列的电源产品，可以配容量为5 t 以 下的熔炼炉及更大的保温炉系列，同时适用于各种金属透热、表面淬火等热加工 工艺。但国产中频逆变电源大多采用并联谐振型逆变器结构，因此在研究开发更 大容量的并联谐振型中频逆变电源的同时，尽快研制结构简单、易于频繁起动的 串联谐振型中频逆变电源也是国内中频感应加热电源领域有待解决的问题。 在超音频频段，八十年代以前国外基本上采用电子管振荡器和晶闸管作为开 关，通过改进晶闸管的结构设计、扩展初始导通区域、降低扩散时间，使晶闸管 的工作频率在l o k h z 时开通时间降为2 艘，并有7 5 0 k w 1 0 k h z 、5 0 k w 5 0 k h z 的产品问 世。国内则在七十年代通过电路的拓扑结构，采用晶闸管以时间分割电路和倍频 电路构成超音频电源，产品主要有2 5 0 k w 1 0 一1 5 k h z 、5 0 k w 5 0 k h z 晶闸管超音频电 源，但由于存在调试复杂，及后来新器件固态加热电源的频率及功率完全可覆盖 而没有得到很好的推广应用。 七十年代末八十年代初，现代半导体超微集成加工技术与功率半导体技术结 合为开发新型功率半导体器件提供了条件，相继出现了一大批新型电力电子半导 体器件，主要有：g t o 、g t r 、m c t 、s i t h 、m o s f e t 、i g b t 等，以这些新型器 件构成的结构简单的全桥型超音频逆变电源逐渐占据了主要地位。其中以i g b t 应 用最为普遍，这是因为i g b t 容量大，使用起来方便可靠。1 9 9 4 年，日本采用i g b t 研制出1 2 0 0 k w 5 0 k h z 电流源型并联谐振感应加热电源；另外日本也研制采用s i t h 的超音频感应加热电源。西班牙在1 9 9 3 年也报道了3 0 k w 6 0 0 k w 5 0 k h z 1 0 0 k h z 电流源型并联谐振感应加热电源1 。我国在七十年代开始研制晶闸管倍频逆变电 源，目前产品水平为2 5 0 k w 一3 2 0 k w 1 0 k h z 1 5 k h z ，八十年代末浙江大学采用改进 型倍频逆变电路研制了5 0 k w 5 0 k h z 晶闸管超音频逆变电源。九十年代开始，国 4 硕士学位论文 内开始采用i g b t 研制超音频逆变电源，1 9 9 5 年浙大研制出5 0 k w 5 0 k h z 的超音频电 源，北京有色金属研究总院和本溪高频电源设备厂在l9 9 6 年联合研制出1 0 0 k w 2 0 k h z 的i g b t 超音频电源1 ，与国外的发展水平相比仍有一定距离。 在高频频段，国外目前正处于从传统的电子管振荡器向晶体管化全固态电源 的过渡阶段，主要采用m o s f e t 和s i t 两种功率器件。其中日本采用s i t 的感应电 源研制水平为1 0 0 0 k w 4 0 0 k h z ，欧美各国则以m o s f e t 电流型为主，西班牙的研制 水平达到6 0 0 k w 2 0 0 k h z ，最新的m o s f e t 感应加热电源频率可达7 0 0k h z 8 0 0 k h z ，德国在19 8 9 年研制的电流源型m o s f e t 并联谐振型逆变电源水平达到 4 8 0 k w 5 0 2 0 0 k h z ，比利时i n d u c t oe l p h i a c 公司生产的电流源型m o s f e t 并联谐振 逆变电源水平可达l o o o k w 1 5 6 0 0 k h z ，美国应达公司目前已推出2 0 0 0 k w 4 0 0k h z m o s f e t 高频感应加热逆变电源。由于s i t 存在很大的通态损耗以及市场运作原 因，s i t 感应加热电源未能得到充分发展。在我国，天津高频设备厂分别与天津大 学和北京有色金属研究总院合作研制了1 5 0 一4 0 0 k h z 、1 0 8 0 k w 的s i t 高频感应电源。 2 0 k w 3 0 0 k h zm o s f e t 高频感应加热电源于九十年代由浙江大学研制成功。目前， 国内高频感应加热逆变电源的最高水平为4 0 0 k w 5 0 0 k h z ，由保定红星高频有限公 司研制生产。 虽然固态感应加热装置已经涵盖了1m h z 以下的所有工作频率，但从可预见的 电力半导体器件发展情况来看，近期不太可能满足开发1m h z 以上大功率感应加热 电源的要求，这一频段暂时还只能用电子管振荡器去实现。随着电力半导体的逐 步高频化，固态电源必将取代电子管振荡器。 以上这些电源均采用二极管整流或晶闸管整流，且为单逆变器感应电源。而 基于无电网污染的多逆变器高频感应电源国外虽已开始研究，但还未见有正式产 品投入市场，国内未见相关报道。 1 3 感应加热技术的发展趋势 感应加热技术诞生前，都是使用煤气或石油为能源的装置来加热金属和非金 属的。相比之下，感应加热主要有以下优点： ( 1 ) 加热温度高，而且是非接触式加热； ( 2 ) 加热效率高，节能。特别是采用现代电力电子器件的逆变器，效率一般为 8 0 9 0 、可节电2 0 4 0 以上； ( 3 ) 加热速度快，从而使被加热物体的表面氧化程度减轻，有利于提高产品质 量； ( 4 ) 动态响应快，加热温度容易控制，产品质量稳定，节能； ( 5 ) 容易对加热对象进行局部加热，根据需要生产出高质量的产品； 5 基于p w m 整流器的多逆变器高频感应电源 ( 6 ) 容易实现装置的自动控制，减轻劳动强度，降低投入； ( 7 ) 设备工作环境好，几乎没有热和烟尘，且噪声较小； ( 8 ) 作业占地面积小，生产效率高； ( 9 ) 能加工形状复杂的工件，满足特殊工艺的要求； ( 1 0 ) 工件容易均匀加热，产品质量好。 感应加热可以用于多种场合，主要有： ( 1 ) 冶金：有色金属的冶炼、金属材料的热处理、锻造、挤压、轧制等型材生 产透热、焊接生产的焊缝。 ( 2 ) 机械制造：各种机械零件的淬火，以及淬火后的回火、退火和正火等热处 理的加热，压力加工前的透热。 ( 3 ) 建筑：混凝土加热养护。 ( 4 ) 轻工：罐头以及其它包装的封口，塑料的结合、成型。 ( 5 ) 电子工业：半导体的制作、真空管的制造、电子管真空除气的加热等。 ( 6 ) 家居烹饪：利用电磁炉、微波炉加热食物等。 随着现代工业生产对感应加热设备的数量和性能要求的不断增长，以及电力 电子技术的发展，电力电子半导体器件的更新，计算机微控制器性能的增强和现 代控制理论的发展，未来感应加热电源技术的发展趋势有如下几个方面： ( 1 ) 随着感应加热设备所处生产线的自动化程度的提高和对电源可靠性要求 的提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展。 ( 2 ) 电力半导体器件的大容量化、高频化以及感应加热电源在工频工况下所具 有的一些优异性能促使感应加热电源向大容量化、模块化和功率集成化方向发展。 ( 3 ) 随着人们对现代电能质量的更多关注和对电网无功及谐波污染抑制要求 的提高，具有高功率因数、对电网谐波污染小的感应加热电源将会成为感应加热 电源研制生产的追求目标。 感应加热电源进入全固态、模块化时代将是其发展的必然趋势。 1 4 本论文研究的内容 研究目标：研究和开发基于p w m 整流技术的多逆变器高频感应电源。 研究内容： 1 多逆变器主电路结构的研究 2 基于p w m 的高功率因数整流和无谐波污染技术研究 3 多逆变器控制技术 主要性能指标： 输入电源：5 0 h z 3 a c3 8 0 v 6 硕士学位论文 输出频率：3 0 k h z 过载能力：1 2 0 额定电流1 分钟 整流器控制方式：s p w m 控制 输出功率：3 2 0 k w 拟解决的关键性问题： 1 感应电源对电网的谐波污染 2 直流电压的稳定性 7 基于p w m 整流器的多逆变器高频感应电源 第2 章基于p w m 整流器的多逆变器感应电源结构 2 1 概述 随着电力电子学及功率半导体器件的发展，感应加热电源拓扑结构经过不断 的完善，已形成一种固定的a c d c a c 变换形式，都是由整流器、滤波器、逆变器 及其控制和保护电路组成，其结构如图2 1 所示。工作时，三相工频电流经整流 器整流，滤波器滤波后，成为平直电流送到逆变器，再由逆变器将直流电转变成 较高频率的交流电供给负载。感应加热的负载是感应线圈和被加热工件，它们可 等效为一个电感和电阻串联，负载呈感性。实际使用中为了提高功率因数和逆变 器的输出功率，一般采用加补偿电容的方法，使补偿后的负载在电源的工作频率 上谐振。但是任何导体在被加热时其电阻率和导磁率都会发生变化，尤其是在居 里点附近。电源的频率会随负载的变化而变化，因此感应加热电源必须有很好的 频率跟踪能力。 图2 1 电力半导体式感应加热装置电路构成 图2 2 多逆变器感应加热电源电路构成 8 硕+ 学位论文 针对特殊工艺要求的负载和多负载的场合，使用多逆变器感应电源，可实现 工件加工的批处理，提高劳动生产率。多逆变器感应电源系统图如图2 2 所示。 下面分别介绍各部分原理及其功能。 2 2 感应加热电源的基本结构 2 2 1 整流电路 整流器的作用是将交流电能变成直流电能。从它的发展来看，它经历了从不 控整流( 二极管整流) 、相控整流( 晶闸管整流) 到p w m 整流器( 门极关断功率开 关管) 的发展历程。在感应加热装置中，对整流器有如下基本要求： ( 1 ) 提供负载所需要的直流功率，为了满足感应加热的工艺要求，输出直流电 压必须连续可调： ( 2 ) 电流型逆变器要求整流器输出电流连续、电流脉动系数小，应采用电抗器 滤波：而电压型逆变器则要求整流器的输出电压平稳、电压脉动小，故应采用电 容器滤波。 ( 3 ) 在出现负载短路或逆变颠覆时，必须采取保护措施。电流型逆变器要求整 流器能把储存在电路元件中的能量迅速反馈回电网，电压型逆变器则要求整流器 立即停止工作。 ( 4 ) 要求整流电路在加热负载变化时，能自动输出电压和电流值，以及具有系 统过电流和过电压保护功能。 ( 5 ) 尽量使负载电网的供电平衡对称，谐波干扰小。 常用的整流电路形式很多，能满足感应加热要求又经济简单的电路，只有三 相全控桥或不控桥式整流电路。在大功率感应加热电源中，为减小谐波干扰，也 有采用1 2 相整流电路的。1 0 k w 以下的感应加热电源，则可以采用单相供电方式， 使用单相桥式可控或不可控整流电路。 2 2 2 负载电路 感应加热的负载是感应线圈和被加热工件，可以把它们看作一个变压器，其 原边为感应线圈，副边为被加热工件，如此就成了一个副边短路的特殊变压器。 一般将它们用图2 3 的电路等效，其中l 和r 分别为等效电感电阻，则其等效阻 抗为z = r + ，础 lr 图2 3 负载等效电路 9 基于p 1 j i m 整流器的多逆变器高频感应电源 由此可知负载的功率因数为： c o s 舻南 仁， s 伊5 丽 2 j 负载感应圈中流过电流i 时，其有功功率为： 乞= ，2 r( 2 2 ) 无功功率为： 骁= ，2 础( 2 3 ) 负载的品质因数为： q = = 吆 ( 2 4 ) 由此可以得知，品质因数q 与功率因数c o s 之间的关系为： c o s 伊= 1 每 ( 2 5 ) 1 + q 2 一般的高中频感应加热负载，其础 r ，即q 值比较大，因此功率因数很低， 根据经验，熔炼、透热、淬火等应用场合中的感应加热电源功率因数一般为0 0 5 0 5 。为了充分利用电源容量，需要提高电源功率因数。在感应加热中是用电容器 来补偿无功功率，如此整个负载回路就变成了由逆变器等效负载和补偿电容器构 成的谐振回路。 2 2 3 逆变电路 根据补偿电容器与负载的连接方式不同，感应加热的逆变器分为并联逆变器 和串联逆变器两种形式。为了提高效率和保护逆变器安全运行，固态感应加热电 源一般工作在准谐振状态。 1 串联谐振 串联谐振电路如图2 4 所示，电感l 、电容c 和电阻r 组成串联电路，若将 内阻为零的电源应= e 。s i n 耐加到此电路中，则在电路中将流过电流j ，即 j ：辱： 墨 z r + j x 其模为：j = ，三二 只2 + x 2 式中：2 一一串联电路总阻抗； x 一一为串联电路总电抗。 x = 五一k 一去= 暇詈一等) l o lr ( 2 6 ) 图2 4 串联谐振电路 硕士学位论文 1 2 丽 此町，刀口征谷兀仟上阴电压分别为： 意r = i r 岛= 击，= 壶差 址卸咄l 专 由式( 2 6 ) 可知，电路中电流的最大值出现在x = o 时， 厶= 去= 去 意r = i q r = 意 如= 赤簧叫去叫啦 j rr 宅b = 鲰l = j 啦一e c o ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) 即，。= 匆x 。o ) = 足，此时 ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) 式中： q = 警= 去 其中当x = 。时，础= 孑石，即彩= = 了b 。称x = o 的状态为串联谐振，此 时的角频率为谐振角频率，用表示。 由式( 2 1 1 ) 、( 2 1 2 ) 和( 2 1 3 ) 可知，谐振时外电源电压左全部加在电阻上。 此时电感l 上的压降和电容c 上的压降量值相等而方向相反，它们的值较电源电 压高q 倍。因此，通常又把这种谐振称为电压谐振，q 称为此谐振电路的品质因 数。 由式( 2 1 0 ) 可知，谐振时流过电路的电流和外电源电压同相，因此，电路的 功率因数为c o s 缈= l 。即： rr 渊炉i 2 矿丽引 如果固定l 、c 和r 值不变，使外电源频率由零到变化，则电路中电流、 电压和阻抗的变化情况如图2 5 所示。图中的这些曲线称为谐振曲线。当= 0 时， 相当于开路，电路中电流为零，全部电压加到电容上。当逐渐增大时，容抗逐 渐减小，而感抗逐渐增大，但在谐振前始终保持容抗大于感抗，电路呈容性，电 流随增大而增大。当电路达到谐振时，电流达到极大值，此时k = x ，艮= 玩， 基于p w m 整流器的多逆变器高频感应电源 c o s 够= l ，电路呈阻性。继续增大，电流开始下降，电路呈感性。当功一时， 感抗完全阻止电流流过，i = o ，电压全部加在电感上。从图中还可看出，艮和色的 极大值都偏离谐振点。进一步的分析表明，它们与谐振点的距离和q 值有关。 f 当外加电压的有效值不变时，令谐振时电路中电流的有效值为厶= 豢，则电 瓜 流的频率特性为： 删2 南2 ( 2 1 4 ) 将上式中纥的值作为纵坐标，的值作为横坐标便绘成如图2 6 所示的曲 线。从式( 2 1 4 ) 可知，电路中各参数变化时对，如) 的影响可以完全体现在q 上。 q 值越大，谐振曲线就越尖，电路的选择性能就越好。 e o一一 严一 图2 5 串联电路中各参量随变化情况 图2 60 值不同时的谐振曲线 2 并联谐振 图2 7 是将电阻r 和l 串联后与c 并联的电路。 该电路的总阻抗z 为： z ：骘 r + ，国己+ 二 。 c = 而番翻 亿 2 瓦i 而虿瓦骨瓦刁 u j 列 l i ) ，i i 的 谐振时，电流表达式的虚部为零，即：图2 7 并联谐振电路 1 2 l r 坝士字位论又 ：占一等 ( 2 1 6 ) 2 、瓦一可 【2 - 6 ) 去 ( 2 17 ) 、瓦 【2 17 扛南肚一2 譬应 ( 2 1 8 ) i 、瓦一可j 厶州 z o = 等等= 去- q 2 足 亿 峥= 南= 可南一南心嘲c ) 亿2 。， i l = e ：e 库苹：厶厩纰 亿2 ， 流经电容的电流为： 声 l = 子= _ ，c e( 2 2 2 ) 厶2 其模为： l ：挈q ：瓯 ( 2 2 3 ) 由上式可见，谐振时电源输入端的电流很小，而各支路的电流却很大，都是 电源输入电流的q 倍。因此，这种谐振也称为电流谐振。 与串联谐振类似，可以画出它的频率特性曲线。为零时，电感相当于短路， 电容相当于断路，电流完全从电感支路流过，回路阻抗呈阻性，此时电流最大。 当( ) 从零开始增大时，阻抗逐渐增大，输入端的电流逐渐减小，一直保持到谐振 点，整个回路阻抗呈感性。当国= 时，阻抗达到最大值，电流为最小值，此时， 容抗和感抗相等，电容支路和电感支路上的电流值均等于输入电流值的q 倍，整 个回路呈阻性。继续增加，回路阻抗逐渐减小并趋向于零，电流逐渐增大，回 1 3 基于p w m 整流器的多逆变器高频感应电源 路呈容性。 3 串并联谐振逆变器的比较 补偿电容器与负载串联的逆变器称作串联逆变器，其主电路结构如图2 8 所 示。图中c 为谐振电容器，r 、l 分别为感应线圈和负载等效电阻、电感。补偿电 容器与负载并联的逆变器称作并联逆变器。其主电路结构如图2 9 所示。 黾0 + v 二k u d- - - v 三k ， k - - 图2 8 串联逆变器 图2 9 并联逆变器 串联谐振式逆变器和并联谐振式逆变器的直流侧分别是电压源和电流源，因 此，也称电压型逆变器和电流型逆变器，两者在各种变量的波形、电路拓扑、电 路的特性等方面都存在着对偶关系。下面对两种逆变器的主要差别进行比较： ( 1 ) 串联逆变器的负载电路对电源呈现低阻抗，要求由电压源供电。因此，经 整流和滤波的直流电源末端，必须并联大的滤波电容器。当逆变失败时，浪涌电 流大，保护困难。并联逆变器的负载电路对电源呈现高阻抗，要求由电流源供电， 需在直流电源末端串接大的电抗器。但在逆变失败时，由于电流受大电抗限制， 冲击不大，较易保护。 ( 2 ) 串联逆变器的输入电压恒定，输出电压为巨形波，输出电流近似正弦波。 并联逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为巨形波。 1 4 硕士学位论文 ( 3 ) 串联逆变器是恒压源供电，为避免逆变器上下桥臂间的直通，换流必须遵 守先关断后开通的原则，在关断与开通脉冲间必须留有足够的死区时间。此时电 路中杂散电感上的感生电势会对器件构成威胁，因此要有有效的尖峰电势吸收电 路对主开关器件进行保护。并联逆变器是恒流源供电，为避免滤波电抗l 。上产生 大的感生电势，电流必须连续，所有换流须遵守先开通后关断的原则，保证重叠 时间的存在。重叠时间内，虽然逆变器桥臂直通，但由于l 。比较大能够限制电流 上升率，不会造成直流电源短路，但换流时间过长会使系统效率降低，因此重叠 时间不可过长。 ( 4 ) 并联逆变器工作时，开关管承受反压较大。由于自关断器件i g b t 承受反 压的能力很低，因此应用时需要给每个桥臂的主开关管串接同等容量的快恢复二 极管，而大容量快恢复二极管的制造水平有限，选择较为困难。串联逆变器工作 时，开关管承受的反压很小，仅为开关管反并联二极管的导通压降，器件选择较 为容易。 ( 5 ) 串联逆变器的起动较为简单，既能自激工作，又能它激工作，适用于需要 频繁起动的场合。并联逆变器的起动较为困难，起动前需对直流滤波大电感预充 电，以保证其为直流源。并联逆变器只能工作在自激状态，当驱动信号频率不等 于负载固有谐振频率时，系统就起动不起来，因此并联逆变器起动前必须测定负 载的固有谐振频率。 ( 6 ) 串联逆变器由于电压高，电流小，对槽路布局要求较低，感应加热线圈与 逆变电源的距离对输出功率的影响很小。如果采用同轴电缆或将来回线尽量靠近 ( 扭绞在一起更好) 敷设，则几乎没有影响。并联逆变器由于电压低，电流大而 对槽路布局要求较高。感应加热线圈与逆变电源( 尤其是谐振电容器) 的距离应尽 量靠近，否则功率输出和效率都会大幅度降低。 ( 7 ) 并联逆变器工作可靠性较差，在感应加热过程中，负载的等效阻抗等参数 会有一定的变化，因此负载的谐振频率就会相应有变化，此时如果逆变器控制电 路不能及时准确的跟踪到负载谐振频率，就可能使逆变器停振，甚至发生逆变颠 覆等故障。串联逆变器工作相对可靠性较好。在负载谐振频率随加热过程不断变 化时，控制电路即使未能跟踪其频率变化，也只会造成负载功率因数的变化，不 会发生停振或逆变颠覆等故障。 综合考虑电压型串联逆变器和电流型并联逆变器的优缺点，我们认为在需要 频繁起停的高频感应加热应用中，选择串联谐振式逆变器结构更为合适。 2 3 电源的组成 根据上面的理论分析，结合感应加热的实际工艺要求，确定了多逆变器的高 1 5 基于p 删整流器的多逆变器高频感应电源 频感应加热电源的方案如下。为减少谐波污染，整流部分采用三相桥式p w m 整 流，逆变器采用电压型串联逆变器，多个逆变器直接并联在直流侧滤波电容后， 功率调节采用移相调功方式( 移相调功的原理在第四章中作了详细介绍) 。主电路拓 扑如图2 1 0 所示。 图2 1 0 基于p w m 整流器的多逆变器高频感应电源主电路拓扑 1 6 硕士学位论文 第3 章基于p w m 整流器的多逆变器感应电源主电路 研究 主电路拓扑结构的确定固然重要，但如果元器件选取不合适，对电路的性能 也会造成很大的影响，甚至会使电路不能正常工作，因此元器件的选择起着至关 重要的作用。本章主要对整流器和逆变器进行了设计。 3 1 概述 首先看一下传统的二极管整流和相控整流方式技术的缺点。 相控式整流电路是传统的直流端调压方式，它采用半控型元件作为功率开关 管，用相控方式实现调压和电源换流。这种电路主电路结构简单，控制方便，应 用时间较早，技术也很成熟，被广泛使用。但仍存在以下问题： ( 1 ) 深控时网侧功率因数降低 由定义可知，整流电路网侧功率因数入为： 允= v c o s 仍( 3 1 ) 式中：y 一一基波电流有效值和总电流有效值之比，也称为电流波形畸变因数； 纸一一基波电压和电流的相位差； 网侧功率因数与基波功率因数c o s 仍有关。由相控式整流电路分析可知， 在输出电流为连续并忽略换流过程影响条件下有： c o s 仇= c o s 口( 3 2 ) 式中：口一一整流电路滞后控制角； 式( 3 2 ) 表明，网侧功率因数将随口而变化。深控时，直流输出电压很低， 口很大，相应的网侧功率因数很低。这意味着在输出有功功率降低的同时，整流 电路每相由电网吸取的感性基波无功功率却相应增大h 1 。 ( 2 ) 网侧谐波电流对电网产生谐波污染 高次谐波电流的存在，使电路产生功率畸变d ，从而增加了电路的无功功率q 。 在非正弦情况下有， 总视在功率 s = 币万i 虿可 ( 3 3 ) 式中： q 一一基波电流产生的无功功率； d 一一谐波电流产生的无功功率； 式( 3 3 ) 表明，由于畸变功率d 的存在，总无功功率增加，电流谐波含量越 1 7 基于p 1 v m 整流器的多逆变器高频感应电源 高，增加量也越大。此外，谐波电流流经电网时，还会使网问其它电磁性负载升 温增高，影响出力阳1 ，也会通过辐射和感应等方式对其它设备和整流电路自身的控 制电路产生干扰。 ( 3 ) 由换流引起的电网电压波形畸变 相控整流电路可采用电源换流方式，无需设置独立关断电路，因此主电路结 构简单。同时，由于采用上述换流方式，导致叠流期间电网电压畸变，不仅使整 流电路自身性能受到不良影响，而且也降低了电网质量，产生电网干扰，对同一 接入点的网间其它用电设备带来不良影响呻3 。 虽然二极管整流器输入电流的基波没有滞后，改善了整流器网侧功率因数， 位移因数近似为l ，但谐波电流却很大，给电网造成严重的污染n 们1 。另外二极 管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。 3 2p w m 整流电路 3 2 1p w m 整流器特性及原理分析 1 p w m 整流器特性 p w m 整流器用全控型功率开关管取代了半控型功率开关管或二极管，以p w m 斩控整流取代了相控整流或不控整流。与以往的整流器相比，具有以下的优良性 能： ( 1 ) 整流器电网侧电流波形接近正弦波，谐波含量少，只含幅值很小的高次谐 波； ( 2 ) 网侧功率因数可调( 如单位功率因数控制) ； ( 3 ) 电能双向传输； ( 4 ) 动态响应好，适用于负荷变化频繁的场合； 由于具有上述特点，p w m 整流器可以广泛应用于需要能量反馈的位能负载或 电动机频繁制动的场合，这样既节省了用来吸收回馈能量的笨重电阻负载，又能 把能量回馈到电网，提高了能量的利用率n 别。 由于p w m 整流器电能可双向传输，当p w m 整流器从电网吸收电能时，其运行 于整流工作状态；而当p w m 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。 所谓单位功率因数是指：当p w m 运行于整流状态时，网侧电压、电流同相位( 正阻 特性) ；当p w m 运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相位( 负阻特性) 。进 一步研究表明，由于p w m 整流器其网侧电流及功率因数均可控制，因而可被推广 应用于有源电力滤波及无功补偿等其它一些非整流器应用场合。由此可见，p w m 整流器实际上是一个其交、直流侧可控，可以在四象限运行的变流装置。 1 8 硕士学位论文 2 p w m 整流器原理 图3 1 为p w m 整流器模型电路，该电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回 路组成。其中交流回路包括交流电动势p 以及网侧电感三等，直流回路包括负载电 阻r 。及负载电动势p ：等；功率开关管整流电路可由电压型或电流型整流电路组 成。 e l 图3 1p 嗍整流器模型电路 当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得： i 1 ，= 屯v 斑 ( 3 4 ) 式中：v 、，一一模型电路交流侧电压、电流； 1 ，出、么一一模型电路直流侧电压、电流。 由上式不难理解：通过对模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反 之亦然。以下从模型电路交流侧入手，来分析p w m 整流器的运行状态和控制原理。 随着p w m 整流器技术的发展，已设计出多种p w m 整流器，按照直流储能形式， 可以将p w m 整流器分为电压型和电流型两大类。电流型p w m 整流电路由于需要较 大的直流储能电感以及交流侧l c 滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其 结构和控制复杂化，从而制约了它的应用和研究。相比之下，电压型p w m 整流电 路具有结构简单、损耗较低、方便控制等一系列优点n 引，故选择电压型p w m 整流 电路。下面分别介绍单相和三相p w m 整流电路的拓扑结构和工作原理。 图3 2 为单相全桥p w m 整流电路，交流侧电感l 。包含外接电抗器的电感和交 流电源内部电感，是电路正常工作所必需的。电阻r s 包含外接电抗器的电阻和交 流电源内部电阻。同s p w m 逆变电路控制输出电压相类似，可在p w m 整流电路的交 流输入端a b 产生一个s p w m 波甜。8 ，材。日中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例 的基波分量“。b ，以及和三角载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。由于 电感k 的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流f 。产生很小的脉动。如果 忽略这种脉动，当正弦信号波的频率和电源频率相同时，为频率与电源频率相同 的正弦波n 们。其运行方式相量图如图3 3 所示，由运行方式相量图可知，可以通 过控制甜删的幅值和相位，使和甜。同相位、反相位，比“，超前9 0 。，或使与 材。的相位差为所需要的角度。 1 9 基丁p 1 | y m 整流器的多逆变器高频感应电源 u s 图3 。2 单相全桥p w m