（电力电子与电力传动专业论文）电压调节模块（vrm）研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 第一章绪论 本章首先概述了电压调节模块( v r m ) 的兴起和发展趋势，然后就近年来电压调节模 块( v r m ) 的发展，介绍了几种电压调节模块( v r m ) 的典型拓扑，并对它们进行简单的 分析比较，最后概述了本论文的主要内容。 1 1 电压调节模块( ￥蹦) 及其发展 随着信息产业技术的迅猛发展，超大规模集成电路的尺寸不断变小，计算机、工作站、 网络服务器、便携式设备等得以快速发展。在这些场合，对于其供电电源来说，由于数据处 理电路是一类特殊的负载，要求供电电源是低电压、大电流，适于工作状态的不断转换，具 有很高的电流变化率。目前国内外很多研发机构和公司，已经针对数据处理电路这类特殊负 载的供电电源进行了广泛深入的研究，并给以专门的名称v ( v o l t a g er e g u l a t o r m o d u l e s ) 即电压调节模块”。 电压调节模块( v 蹦) 的发展，基本上是按着它的输入电压变化而发展的。甲期的一真 采用5 ￥输入、3 3 v 输出，最近的一些计算机、工作站和服务器已经把1 2 v 输入作为v 蹦输 入电压。1 。其电路拓扑结构基本上还都是b u c k 变换器，同时采用同步整流技术，以提高模 块效率。但是随着微处理器对供电要求的不断提高，v r m 呈现下列发展趋势1 3 】= ( 1 ) 工作电压越来越低。现阶段v r m 的输出电压已经由原来的3 3 v 降低到了1 1 v 左右，未 来其输出电压甚至会低下，1 v 。 ( 2 ) 电流越来越大。随着微处理器处理数据量的越来越大，v 蹦原有的输出功率已经不能满 足它的要求，必定要求v i i m 输出电流成倍增加。 ( 3 ) 负载变化率越来越高。在不断处理数据的过程中，微处理器是一个非常动态的负载，这 就要求v r 具有非常好的动态特性，以满足微处理器的要求。 上面所提到的v 隧发展趋势，对专门为微处理器设计的供电系统v 剐，提出了前所 未有的挑战。 而如果仍然采用5 v 或者1 2 v 作为v 删的输入电压，显得太低了，因此需要继续提高输 入电压，那么显然采用非隔离型的b u c k 变换器已经是不合适了，采用隔离型变换器成了必 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 然的趋势。 1 2 电压调节模块( v 跚) 的几种典型拓扑 根据输入电压的不同，、佩m 可以分为5 v 、1 2 v 、4 9 v 输入等不同种类，其相对应的拓 扑有许多不同之处；根据输入与输出之间是否隔离，v r m 又可以分为非隔离型和隔离型两 种。目前v r m 采用较多的是1 2 v 输入电压，但是随着微处理器负载电流越来越大，今后分 布式电源中将较多的采用4 8 v 母线电压给v r m 供电，经变换输出l v 左右给工作站和服务 器c p u 芯片使用。 下面对几种主要的非隔离型和隔离型拓扑进行简要的综述，并且对其主要特点进行简单 介绍。 1 2 1 非隔离式的v 跳电路n 埘1 早期的v r m 是从5 v 的直流母线直接供电的，而晟近已经把母线电压提高到1 2 v 1 2 】而这 些v i t m 基本上都采用b u c k 型变换器。作为非隔离型电路的代表b u c k 变换器f 4 7 j ( 如图1 1 所示) ，具有结构简单、设计容易、成本低等优点。 r l 厂_ r 。l 1 捌 。 l 匿b 啪宰气虱型牛c 甲r l上。l 图l lb u c k 变换器 b u c k 变换器的电压变换率为：村2 老：。，从公式可以看出，随着输出电压的不断降低， b u c k 变换器的稳态占空比也越来越小。而过小的占空比会带来一系列的问题【3 】：( 1 ) 动态响 应的问题。特别是当负载减小的时候，已经是较小的占空比无法即时有效适应负载的变小。 ( 2 ) 热设计的困难。( 3 ) 主管关断损耗和同步整流管反向恢复损耗相应增加。( 3 ) 输入输 2 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 出滤波电容量变大。 而为了更好的适应低压大电流的需要，就要努力设法改善占空比。如图1 2 所示为多通 道的交错并联式b u c k 电路| 2 】1 4 】口。1 2 】。它通过n 个通道的b u c k 变换器相并联，错开( 3 6 0 n ) k 个相角进行控制。具有以下优点：( 1 ) 减小开关电流应力：( 2 ) 通过各通道输出叠加，有 效地减小了输出电流纹波；( 3 ) 具有高的暂态响应特性。 图1 2多通道交错并联式b u c k 变换器 r v ；一忙 幽i3 抽头电感式b u c k 变换器 抽头电感式b u c k 变换器的电压变换比为： = 鲁= 志。通过设计合理的n 值，就 能得到理想的电压变换比。但并不是n 越大越好，因为当n 增加的时候，w 1 的电压应力和 v t 2 的电流应力也会相应增加。虽然该电路有效的提高了占空比，但是由于它漏感的存在， 使得它的主管v t l 会承受较高的电压峰值。 图1 4 为有源箝位耦合b h c k 变换器”“7 “”1 ”，它的电压变换比为：肘= 毒= 古兰。相对于 对于抽头式b u c k 变换器，有源箝位耦合的b u c k 变换器，不仅有效的提高了电路的。与卒比， 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 而且通过有源箝位的方法，有效地消除了漏感的影响，减小了主管的应力。 图14 有源钳位耦合b u c k 变换器 图1 5 所示的为耦台绕组b u c k 变换器| 7 】8 】f 】”，它的电压变换比为：村：孚：兰。它是 kn + i 由双通道交错并联b u c k 变换器演变而来的，每个通道增加了两个耦合电感。和传统的b u c k 变换器相比，它不仅有效的提高了占空比，而且有效地减少了开关损耗。 图15 耦合绕组b u c k 变换器 除了以上所说的5 种b u c k 电路及其由b u c k 演变而来的电路以外，还有推挽式b u c k 变 换器f 2 0 l 、移相软开关b u c k 变换器【2 l 】等。 1 2 2 隔离式的v 跳电路泫州1 变压器原边的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5 种。而 适用于低压大电流输出的变压器副边结构有3 种：正激式结构( 图1 6 所示) 、中心抽头式结 构( 图1 7 所示) 和倍流整流式结构( 图1 8 所示) 。 4 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 【函f l s 啦丰c uz l _ r 图1 6正激式结构 正激式结构相对于其它两种结构最简单，而且适用于低压大电流的情况。但是正激式变 换器的副边整流二极管不仅具有较大导通损耗，而且由于它在关断过程中的反向恢复，也会 造成一定的损耗。因此，如果要提高电路效率，可以在正激式结构的爵q 边采用自驱式同步整 流或者他驱式同步整流电路。 r 图l7 中心抽头式结构 中心抽头式结构是应用于全桥、半桥或推挽等双端变压隔离器的b u c k 型变换器。和正激 式结构相比，由于中心抽头式结构的输出滤波电感的电压频率是功率开关管的两倍，因此在 同样条件f ，中心抽头式结构所需要的滤波电感值明显要小于正激式所需要的。 圈18 倍流整流式结构 倍流接流式结构不是源于b u c k 型变换器，但它也能起到降压的作用。在倍流整流式结构 中，由于两个电感纹波电流的相互抵消作用，输出滤波电容的纹波电流明显减小，则倍流整 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 流式结构的滤波电感值也可以被极大地减小。 在大电流的应用场合，倍流整流式结构在很多方面都优于中心抽头式结构。首先，倍流 整流式结构减小了大电流互连的数目，从而简化了二次侧布局，有利于热处理，减小相关损 耗。其次，倍流整流式结构的电感电流和变压器二次侧电流是中心抽头式结构相应电流的一 半。因此，倍流整流式结构比中心抽头式结构产生更低的导通损耗。最后，倍流整流式结构 的变压器与滤波电感能够被集成在一个磁芯上，从而减小模块尺寸。 经过优选，可以选定适合于低压大电流的优选拓扑结构，如原边正激式与副边正激式 的组合：桥式与倍流整流式的组合：推挽式与倍流整流式的组合等等。 除了以上介绍的一种隔离型电路外，还有推挽式变换器( 图1 9 所示) 、推挽式正激变 换器( 图1 1 0 所示) 、对称半桥变换器( 图1 “所示) 、全桥变换器( 图1 1 2 所示) 等等。 0 j 爵。耋l 一、 。、，盟f ；： 占 。一每c 。 k o 越j c 0 图1 1 0 推挽式正激变换器“” 6 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 v f n 图1 1 l 对称半桥变换器 图1 1 2 全桥变换器1 以j 二只是隔离式变换器的一小部分，还有诸如l l c 谐振式、反激式变换器等等。 1 3 适用于v 瑚的控制策略池叫1 适应于低压大电流v 删应用的需求，其控制方法有：电压型控制法、电流犁控制法、滞 回型控制法、a v p 控制法、v 2 型控制等方法。 ( 1 ) 电压型控制。 电压犁控制原理就是输出电压与基准电压相比较，通过误差放大器将两 者的误差信号放大，作用于脉宽调制( p 聊) 电路，改变占空比，以调节输出的稳定。采用 7 1 r 划 t t 一 厂 一 v；、叫；jp 旦厂f上tf士 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 电压型控制，其优点是：单环控制容易分析和设计；波形振幅坡度大，因而噪声小，工作稳 定；多模块输出时，低阻抗输出能提供很好的交互控制。缺点是：电网或负载的扰动必须转 化为输出扰动，才能被电压环反馈，因此系统响应慢；输出c 滤波电路给系统增加了两个极 点，这就需要在补偿网络增加零点或者需要一个低转折频率的主极点。 ( 2 ) 电流型控制。电流型控制是在电压控制型的基础上增加了电流控制环节。电流型控制 分为直接电流型控制和间接电流型控制。与电压型控制相比，只需要提供一个极点到反馈环， 这使得反馈环设计变得简单，而且容易得到较高的增益带宽。但是，由于电流型控翩对噪声 敏感，因此容易产生次谐波振荡问题。 ( 3 ) 滞回型控制。滞回型控制法的原理是采用滞回比较器，直接检测纹波电压，控制其在 允许的范围内。滞回型控制法在大的电流变化时，也能够控制纹波电压在允许范围内，具有 良好的负载电流响应特性。 ( 4 ) a v p 控制。“p 控制法的工作原理是在输出电压纹波允许范围内，当输出电流大时，使 得其输出电压下降；当输出电流小时，使得输出电压上升。使输出电压在满载时比所要求的 最低电压高，在空载或者轻载时比所要求的最高电压低。使输出电压的峰一峰值减小，恢复 时间降低，有利于改善负载的动态响应特性，同时减小输出电容。a v p 控制法分有源法和无 源法薅种控制方式，该控靠4 方法在牺牲了一定负载调整率的情况下，有效的改善了动态响应， 提高了效率。 ( 5 ) v 2 型控制。 v 2 型控制的工作原理是采用输出电压纹波作为调节器的斜波信号，瞬态时， 绕过主反馈环将负载电流变化传送至比较器中。但是由于输出电容的寄生参数e s r 、e s l 等 因数对输出电压纹波的影响，使得电路的稳定性依赖于输出电容的寄生参数，不利丁提高模 块的动态响应特性。 1 4v 蹦涉及的相关技术h 卅 随着v r m 向着高功率密度、小体积的发展趋势越来越明显，v 删设计所涉及的技术越来 越多了，如图1 1 3 所示，包括：电路拓扑( t o p 0 1 0 9 i e s ) 、高开关频率( h i g hf r e q u e n c y ) 、 磁设计( m a g n e t i c s ) 、软开关技术( s o f t s w i t c h i n g ) 、同步整流技术( s y n c h r o u s r e c t i f i c a t i o n ) 、并联技术( p a r a l l e l i n gt e c h n i q u e s ) 、热处理技术( t h e r m a l m a n a g 口e n t p 8 c k a g i n g ) 、电磁兼容技术( 删im i n i m i z a t i o n ) 等，因此v 删的设计，是一 个综合性技术。 8 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 图1 1 3v r m 设计相关技术h 5 】 1 5 本论文的主要研究内容 综上所述，高功率密度、高效率已经成了t m 的发展趋势，但是随着i c 对供电要求的 不断提高，现有的5 v 、1 2 v 输入v r m 将不能满足它的要求了，可以预测不久的将来，y 肼 必然会把输入母线电压提高到4 8 v ，这样做能够减小输入电流从而使得母线损耗减小，有利 于效率提高，同时可以大大减小输入滤波器体积。 本课题主要以4 8 v 输入，3 - 3 v ，3 0 a 输出的v l 乇m 为研究对象，选取拓扑为有源箝位正 激式变换器。第二章主要分析了在软开关环境下，有源箝位正激式变换器的详细t 作过程， 并结合过程分析，分析了有源箝位正激式变换器工作时会出现的问题；第二章主要介绍了有 源箝位正激式变换器的主要器件的设计方法，并给i 土；发计实例，结合第二章的工作过程分析， 详细分析了有源箝位正激式变换器在各个工作过程中的主要工作损耗，并对有源箝位正激式 变换器进行小信号建模，结合建模结果，进行控制回路的设计；第四章主要介绍了实验结果。 并对结果进行分析。 9 蚤 尹譬一 彳殍曲 譬叠 浙江大学硕士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 第二章有源箝位正激式变换电路 工作过程分析 本章节主要介绍了，有源箝位正激式变换电路的详细工作过程，并结合过程分析，给出 了其电路设计公式，及其有源籀位正激式变换电路中几个主要参数的表达式。 2 1 主电路拓扑的选择 随着未来i c 对供电要求的不断提高1 3 】：( 1 ) 工作电压越来越低；( 2 ) 工作电流越来越 大；( 3 ) 负载变化率越来越高。这些因素都对v 蹦的设计提出了前所未有的挑战。早期的 v 删都是以5 v 直流电压供电，而最近已经把1 2 v 输入作为v 肼的供电电压，可以预测不久的 将来，v 必将会把输入电压提高到4 8 v 。 提高输入电压的原冈是| 4 6 】： 1 在v 删输出功率不断增加的情况下，提高输入电压能够减小输入电流，从而有效地 降低输入端损耗，有利于效率的提高； 2 输入电压的提高，可以使在负载的不断变化的情况f 减小对输入端的影响，从而 对其它供电单元影响也变小； 3 输入电压的提高，有利丁输入滤波器的体积的减小。 虽然作为非隔离型拓扑的代表b u c k 电路具有结构简单、设计容易、成本低等优点。但 对于4 8 v 输入的v r m 来说，采用b u c k 变换器因其稳态占空比过小，会造成以下问题【4 1 l ： 1 开关管的选择较为困滩。输入端的开关管在导通时承担输出大电流，关断时承担输入 电压，这对开关管的额定电流和额定电压都有高的要求； 2 在输出电流纹波不变的状态r ，过小的占空比会使输出滤波电感变大； 3 动态响应的问题。特别是当负载减小的时候，已经是较小的占空比无法即时有效适 应负载的变小。 4 过小的占空比会使系统更容易受到干扰因素影响，造成系统不稳定： 5 ，热设计的困难。 l j 浙江大学硕士学位论文 第二章有源籍位正激式变换电路工作过程分析 因此b u c k 变换器不能适应未来v r m 的需要，必须有新的拓扑来满足这一要求，采用隔离 型变换器己经成为必然。 2 2 有源箝位正激式变换电路的结构h 卜刚 正激式( f o r w a r d ) 变换器由于具有电路拓扑简单、输入输出电气隔离、电压升降范围 宽等特点，因而被广泛的应用于中小功率电源变化场合。但是，正激式变换器存在一个固有 缺点，就是必须附加一个复位电路来实现功率开关截止期间变压器磁芯的磁复位问题，以避 免变压器磁芯饱和。传统的复位方法包括：使用第三个复位绕组、r c d 箝位电路以及无损的 l c d 箝位电路。以上的三种筘位电路都具有一定的优点，同样也存在着一定程度的缺陷。 采用第三个复位绕组进行磁复位，变压器的能量可以回馈给电网，但它的缺点在于： l _ 复位绕组增加了电路的复杂性，变压器的成本提高； 2 由于变压器漏感的存在，当原边主管关断时，在主管d s 两端引起关断电压尖峰需 要r c 缓冲电路来抑制。 3 占空比小于5 0 ，不适合宽范围输入电压场合； 4 磁芯般向不对称磁化，利用率低。 r c d 箝位电路具有设计简单，成本低等优点，但是它的缺点是： 1 在磁复位过程中，电阻会消耗一定能量，造成效率低下： 2 磁芯般向不对称磁化，利用率低。 无损l c d 筘位电路的优点是把磁场能量回馈给电网，有利于提高效率，但是它的缺点是： 1 当输入电压高的时候，它的电感体积较大，不利于模块小型化的趋势： 2 磁：苍双向不对称磁化，利用率低。 在传统的正激式变换器电路拓扑结构的基础上，增加筘位开关管v t 2 和箝位电容c 串 联构成的有源筘债支路，并联在主管v t l 或者变压器原边两端，便可得到有源箝位正激式 变换电路，如图2 1 所示。变压器用励磁电感k 、漏感厶和理想变压器，表示。c ：，为主 功率管v t l 的输出电容、变压器绕组的寄生电容和副边c 。折射到原边的电容之和。副边 采用自驱式的同步整流，c 乙为v t 3 的珊两端、v t 4 的g s 两端寄生电容之和，c o 为v t 3 的g s 两端、v t 4 的n ，两端的寄生电容之和。 1 2 塑坚查堂堡主兰垡鲨塞 苎三里塑塑塑垡垩塑壅壅垫皇堕王堡塾篓缝 相比于传统的磁复位电路，有源箝位式的磁复位电路虽然增加了一个箝位开关，提高了 电路成本，但是有源箝位式磁复位电路有以下几个优点： 1 磁复位过程中，励磁能量和漏感能量可以回馈给电网，有利于效率的提高： 2 磁芯双向对称磁化，工作在曰一h 曲线的第一和第三象限，有利于磁芯的充分利用； 3 有源箝位正激式电路的占空比大于o 5 ，可使变压器的变比 变大，减少原边的导 通损耗。 4 有源箝位正激式电路的变压器原边是有规律的方波，因此能够给副边同步整流管提 供简单而有效的驱动信号，降低同步整流电路的复杂度。 图2l 有源箝位正激式变换电路 表2l 备工作状态开关管导通关闭情况 状态v t l v t 2v t 3v t 4d 1d 2d 3d 4 lo f fo f fo f f o f f o f f o f f 2o f fo f fo f fo f fo f fo f fo f f 3o f fo f fo f fo f fo f fo f f0 no f f 4o f fo f fo f fo f fo f fo f f0 n 5 o f f o f fo f fo f fo f f 6o f fo no f f0 no f fo f fo f fo f f 7o f fo f fo no f fo f fo f fo f f 8o f fo f fo f fo no f fo f fo f fo f f 9o f fo f fo f fo f fo f fo f f o f f 1 0 o f f o f fo f f o f f o f fo f f 0 n 1 lo f fo f fo f fo f fo no f f0 n0 n 1 2o no f fo f f0 f fo f fo f fo n 1 3 浙江大学硕士学位论文第二章有源箍位正激式变换电路工作过程分析 一一 p h 船 一 、 v l n l铲 l k 。、 、，。 。 l ： i ： i ： i ： 旷 8 臃m 1 州口v l “ l f 1 ! 屯，o1 n fl ， 图22 有源箝位正激式变换电路主要参数波形( 对应漏感储存能量较大) v c 。( o ，) k ( ，) 围2 3 有源箝位正澈式变换电路主要参数波形【对应磊感储存能量较小) 1 4 浙江大学硕士学位论文 第= 章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 2 3 有源箝位正激式变换电路工作过程分析啼婚3 图2 1 所示的有源箝位正激式变换电路，其工作过程可以分为1 2 个阶段，表2 1 为有 源箝位正激式变换电路在各个工作阶段的开关导通情况。在分析过程中，由于箝位电容不是 无穷大，因此箝位电容上的电压在某些工作阶段中存在波动，假设某一工作阶段为初始时刻 ，0 ，箝位电容上的电压为v c “) ，根据后面分析有v c “) = 匕“) 。同时假设输出电感无穷大， 则可看成输出电流不变，为恒流源。 工作阶段1 【r 0 一f 。】 圈2 4 i 作 段1 “o 一 】 f = f 0 时刻副边寄生二极管d 3 、d 4 换流完成此时，变压器原边电压由箝位于o v 变 为输入电压k ，随着变压器原边电压的建立，副边整流管v t 3 的门极驱动电压也随之建立， 整流管v t 3 导通，能量通过变压器t 和整流管v t 3 传送导输出端。由于此前的皿处于导通 状态，因此副边整流管v t 3 是零电压开通的。原边激磁电感k 和漏感的电流在输入电压 的作用f ，线性上升。假设这段时间内，激磁电感k 上的压降为k ，漏感& 上的压降 为k ，且k + k = 圪，则在这段时间内有： 。( r ) = k ( ，0 ) + 粤( ，一i 。) ( 2 1 ) “归b ( 扣l + 筹+ ( 归l 鲁+ f l m ( ，。) + 每砸“) ( 2 2 ) 直到f = 时刻，主管v t l 的驱动脉冲消失，v t l 管关断，浚工作状态结束。该工作阶 段的时间k 度由电路的。 空比决定。 j 5 浙江大学硬士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 工作阶段2 【一】 1 ：n 臣 图2 5 工作阶段2 【一t 】 在r = 时刻，主管v t l 的驱动脉冲消失，v t l 管关断。由于寄生电容c ：，的存在，原 边主管v t l 两端的电压是缓慢上升的，因此主管v t l 是软关断的- 副边由于咋鲁，o 仍 然成立，因此输出电流仍然流过整流管v t 3 。在该工作阶段内，激磁电感k 、漏感将和 c o 。一起处于谐振状态。在此工作期间有 + 等咆 ( m + - ) 等叱- v 骷，。 初始条件为：“( ! ：也“) i k l ( f ) = o 联立方程( 2 3 ) 、( 2 4 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解 其中：z = ( 2 3 ) ( 2 ，4 ) “( ，) 2 “( ，- ) s 一) + 鲁一) ( 25 ) v c 。( ，) = + 1 c 。s q ( f 一) ) + “) + z l + s i n q p 一，) 为k + 丘、c 0 。，谐振电路的特征阻抗 铲丽氚一小k 谐她黼谐确粹 由于谐振电容c 0 。非常小，因此谐振电路的特征阻抗z l 非常大，谐振电容c ：。充电迅 速，c t 懵，两端的电压很快的增长，因此，式( 2 ，5 ) 可以改写为： 1 6 浮 霉 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 匕黑：菇蒜。_ f 】) 汜e ， v 嗍心) m 龇) 劬训* 掣训 仕返个r 段甲，睫耆c t 瞄】上网谮振电压k l 稻采越两，燹雎器腺边的电压为： 呻) * 吒飞一小吃一掣( h ，) ( 2 7 ) 在此阶段内，原边的激磁电感上m 和漏感将和c 0 。一起处于谐振状态，副边输出电流 仍然通过整流管v ”，直到毛时刻，副边整流管v t 3 关断，该工作阶段结束。 而此阶段的副边整流管v t 3 的门极驱动电压为咋+ 等，因此当变压器原边电压咋减小 到一定阶段的时候，使得副边整流管v t 3 的门极驱动电压小于其最小门极驱动电压，即 + 等c k ，则副边整流管v t 3 关断，该工作阶段结束。 将咋= 邺+ 等代入式( 2 7 ) ，便可以得到该工作阶段的时间长度越： 寸铲 吒+ 瓮) + 赫 弦s ， 工作阶段3 【f 2 一l 。、i 卜 弋 。t 、一_ r 一1 j j ： n i 一 图2 6 工作阶段3 【，2 】 在，。f 2 时刻，剐边整流管v t 3 的门极驱动电压咋等c ，则副边整流管v t 3 关断， 电流从v t 3 的寄生二极管b 中流过。原边为激磁电感m 、漏感& 和c o 。一起处于谐振状 态。在此期间有： 气，等吒 ( 29 ) 浙江大学硕士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 呱+ 厶) + 警= 。k 。 ( 2 1 0 ) 初始条mf 揣竺k 联立方程( 2 9 ) 、( 2 1 0 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： j “o ) = f l t ( f 2 ) + c 。s 鸭( ，一屯) + 掣s i n 吐( ，一r 2 ) ( 2 1 1 ) 【。，( r ) = k _ 圪一，k ，。化) + c o s ( f r 2 ) + “( ，2 ) z 2 + s i n o f 2 ) 其中：z 1 = 峨2 z 2 为k + 丘、c 毫。谐振电路的特征阻抗： 哆为l + t 、c 0 ，谐振电路的谐振角频率； 由于谐振电容c 0 ，非常小，因此谐振电路的特征阻抗z 2 非常大，谐振电容充电迅速 c o 。两端的电压很快的增长，因此，式( 2 1 1 ) 可以改写为 则变压器原边的电压为： 哪) z 吃飞，) 。刚( 小掣( ) ( 2 1 3 ) 直到f = 时刻，( ：上的谐振电压达到，则变压器原边的电压变为o ，该t 作阶段 结束a 将咋= o 代入式( 2 1 3 ) ，便可以得到该工作阶段的时间长度扯， 抽b = k t 2 陬飞。( f 2 ) + 巳。 “( f 2 ) ( 2 1 4 ) 在该工作阶段由于输出电流流过相对高导电阻的寄生二极管b ，因此从提高模块效率 的角度。希望这段时间越短越好。 由于变压器原边所含的漏感大小有离散性，造成漏感所储存的能量也有差异，这就造成 在工作阶段【一】之间，存在着1 。作状态的差异。下面分两种情况分析。 晤 吖 j k 卜 掣掣 吃一 卜 小 地 刚 忆 州 魄 笋一 一 卜 卜 患 如 k 归 一 苎! 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 ( 1 ) ，漏感储存的能量较大时 工作阶段4 【一】 在，= 时刻，v c 。，= 吃，咋= o ，则此时变压器原边激磁电流f l 。= k “) 保持不变， 由漏感厶和c 0 ，一起处于谐振状态，对变压器进行磁复位；变压器副边寄生二极管马、d 4 开始换流。并把变压器原副边箝位在0 v 。在这一阶段有： k 等= 圪一k 。 ( 2 1 5 ) c 等= “ ( 2 1 6 ) 初始条件为：“= “( u = k “) + l + 等 【，= 。 联立方程( 2 1 5 ) 、( 2 1 6 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： 亏掣：掣勰卜曲， m k 。( ，) = 。+ z j + 也( ) s i n i 吗( ，一f ，) 】 其中：鸭2 了霉毛，为厶、气，谐振电路的谐振角频率 互= 为上k 、c 0 ，谐振电路的特征阻抗。 由于漏感储存的能量比较多，因此当k ，= v c ( ，。) 的时候，k ( f ) 还没有降到 也( f ) = l m ( ，) ，该工作阶段已经结束了。若将k ，。= v c 仉) ，便可以得到该阶段的时间长度 。，并可算出该阶段结束时刻的“( f ) 值。 - 。= ，。一t = 去+ s t n 。精 c z ，s ， 由于在该阶段，副边电流的导通网路是相对高导电阻的副边寄生二极管。而不是低导电 9 压 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 阻的m 0 s 管通道，因此从提高效率角度分析，希望这段时间越短越好。 工作阶段5 【，4 】 幽z 8 上作彤r 段5 一j 当f = r 4 时刻，c o 。上的电压谐振到v 。= v c k ) ，此时箝位管v t 2 的体二极管d 2 导通。 在该工作阶段内，和( c 。，+ c ) 进行谐振，对变压器进行磁复位，原边激磁电流 f l m = i l m ( ) 保持不变。在这一阶段有： k + 警= 吒一v c ( 2 1 9 ) ( + c c ) + 鲁吨 ( 22 0 ) 初始条件为： k2 吃( ，0 ) 、 【“= h ( ) 联立方程( 2 1 9 ) 、( 2 2 0 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： 。( r ) = ! 釜二：i 1 垒+ s ；n q o f 4 ) + t 。( ) c 。s 吐( ，一4 ) ( 。：，) l k ( ，) = + v c “) 一圪 c 。s 吼( r 一，4 ) + “n ) z 4 s i n q ( f r 。) 其中：q = 了亍柄为厶、( c 0 刚+ c 皆振电路的谐振角频率； 邑5 j 瓦 k - 百，为厶、( 吒s ，+ c ) 谐振电路的特征阻抗。 当扛f ，时刻，“( ，) = t 。( r ；) ，该工作阶段结束。将h o ) = j l 。( ，) 代入式( 2 2 1 ) ，便 可得到该 作阶段的长度；： 加。，：一f 。；上 地 “( ) 再两菰 丝1 1 l j ( 掣) 2 劬j 他：， 蹂 浙江大学硕士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 在r 4 一这段时间内，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生 二极管，造成损耗增加，因此从提高效率的角度来讲，是希望这段时间越短越好。 工作阶段6 【一f 6 】 n 2 幽2 9 工作阶段6 【一k 】 当f = f ；时刻，变压器副边皿、d 4 换流完成。随着变压器原边电压的建立，副边耦合电 压大丁v t 4 的门极驱动电压，即： v c ( ，) 一圪 等， v t 4 被触发导通，电流由高阻b 转换为通过相对低阻的v t 4 。此时v t 4 是零电压开通。 变压器原边为漏感和激磁电感( 。+ k ) 一起和电容( c o 。+ e ) 进行谐振，对变压器进行磁 复位。在该工作阶段有： + 厶( ) 警= 一v c ( 2 2 3 ) ( 。+ c ) + 警吨 ( 22 4 ) 初始条件为：j k 。k 心) i 也= “( ，) 联立方程( 2 2 3 ) 、( 2 ，2 4 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： j f l 。( ，) = 三立。= 掣+ s i n 皑。一) + “( ) c o s 鸭( ，一) 【匕( ，) = k + v c “) 一一。 + c o s 毡( f 一，5 ) + 也化) + z 5 + s i l l 吐( ， ( 2 2 5 ) 舯2 丽瓦赢瑚+ 孙( + c ) 黼电路艏振角频率； 拈照侧k 川m ，+ c c ) 谐振蝴特征阻批 在此工作阶段，漏感和激磁电感( 上m + k ) 将其存储的能量传输给电容( c 。，+ c ) ，因 刁之卫了驾司喜 w 一 厂fr 羔鬯苎兰望坐垒丝主 墨三兰查塑塑垒垩堂茎壅垫皇壁三垄望望坌堑 此电感电流是呈减小状态。直到，= ，6 时刻，漏感和激磁电感( k + 厶【) 将其所有能量传输给 电容( e 。+ c ) ，谐振电流也变为o ，即“( f ) = o ，该工作阶段结束。 将“( ，) = o 代入式( 2 2 5 ) ，便可得到该工作阶段的长度k ： 她s 督铲击吲糌 汜z e ， 氓 匕【f s j _ 。k 。 工作阶段7 【k 一0 】 广p 弧 h l 厶d l 丫f _ ， ，半。i _ 。一，| v t 2 = i 三 倒2 1 0 工作阶段7 【气f 7 】 当f = r s 时刻，谐振电流“( f ) = o ，箝位电容上的电压达到最大值，即v c ( r ) ：。在 该工作阶段内，为( 上m + 厶：) 和( 氏。+ c c ) 进行谐振，继续对变压器进行磁复位，电容 ( c 。u + c ) 将其储存的能量回馈给输入端，谐振电流t o ，v c 呈减小趋势；副边由于仍然 存在 匕似一圪 鲁，) ，电流仍然通过相对低阻的续流管v t 4 。在这一阶段有： ( k + k ) + 等= 圪k ( 2 2 7 ) ( 。+ c c ) + 鲁= “ ( 22 8 ) 初始条件为：j ki ( 毛) 2 v c l h t u 2 u 联立方程( 2 2 7 ) 、( 2 2 8 ) ，并代入初始条件，便可得到以f 解： 2 掣吲懒1 ) ：。， 【v c ( ，) = + v c ( 6 ) 一吃 + c o s 氓( ，一，。) 其中：魄= 顶i 彳乏赢，为( k + k ) 、( ( k 。+ c c ) 谐振电路的谐振角频率 z 6 = 膝侧k 心吲i 黼路僦阻抗。 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 直到f = 时刻，v t 2 的驱动信号消失，该工作阶段结束。 工作阶段8 【f 7 一】 圈z ，1 1 上作r 段8l b 一l 当，o 时刻，v t 2 的驱动信号消失，原边c 。，上的电压不能突变，且有v c 。“) = v c “) 因此在这个阶段是为( 三m + 厶【) 和c 0 ，进行谐振，c ：。将其存储的能量反馈给输入端；副边 由于仍然存在k ( r ) 一虼 + 等) p 知) ，因此仍然为续流管v t 4 导通。在该阶段有： ( l + k ) + 鲁= k 。一。 ( 2 3 0 ) + 等吨 ( 23 1 ) 初始条件为：j 2 ，n j 【也= t k ( ，) 联立方程( 2 3 0 ) 、 ( 2 3 1 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： 屯( ，) = 掣飞n 幻。一) + k ( 曲+ c o s q ( f 一曲( 2 3 ：) 【v 嘴，( ，) = + v c 。“) 一 + c o s q ( ，f ，) + “) 乙+ s i n 鹞( f f 7 ) 1 其中= 丽靠 为( k + 孙 u 皆振电路的谐振角频率： 互 为( k + k ) 、乞。谐振电路的特征阻抗。 直到，2 ， k 。，( ，) 一_ + 等c 【h ) ，该丁作阶段结束，将其代入公式( 2 3 2 ) ，便 可得到该工作阶段的长度k ： n r ”2 t 一。2 去 m m1 f j t i i ：i + a m 。1 f j t ：i i ；! i c z s s ， 晤 塑塑竖型l 三童童塑墼垩塑塑垫塑三堡塾堡堑 墨= 兰伺张柑位j e 鞭式燹抉电路工作过程分析 工作阶段9 【一】 困z 。1 2 工作阶段9 【k k 】 当2 时刻 v c ( f ) 一圪 + 等 呻，副边续流管v t 4 关断，电流从相对高阻的v t 4 寄生二极管皿流通；原边为( l + 三k ) 和g 。继续进行谐振，c 。将其存储的能量反馈给输 八输a 在该阶段有： ( 氐+ & ) + 警= 吃v c 。，( 2 3 4 ) 4 等= 也( 2 3 5 ) 初始条件为：，2v c 一，k ) “= 缸以) 联立方程( 2 3 4 ) 、( 2 3 5 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： 鬯 2 掣s i n 终。一毛) + 屯“) 。 镳，一勺) ) 2 圪+ ，( ) 一 c 。s 鸭( ，一) + ( ，8 ) + z b 。i 。 鸭( ，一f 8 ) 1 2 3 6 其中：略= 顶彘，为( k + k ) 、( 1 噙，谐振电路的谐振角频率 为( 。+ ) 、( k 。谐振电路的特征阻抗。 直到仁v c 一- ( ，) 2 圪，该工作阶段结束，将其代入公式( 2 3 6 ) ，便可得到该t 作 阶段的长度k ： ，= f 9 一：t a n 魄 经二k ! 她 “纯) + 五 ( 2 3 7 ) ，宝二兰阶段副边电流回路为相对高导电阻的寄生二极管d 4 ，因此希望这段时间越短越 好，以提高效率。 一 忆伊防 浙江大学硕士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 工作阶段i 0 【t 。一0 1 当，= ，k 。- ( ，) = ，变压器原边电压变为零，即唯= o ，副边寄生二极管马、皿同 时导通，开始换流，并将变压器原副边筘位于o v ：原边漏感和寄生电容c 箝，进行谐振，c o 。 将其存储的能量反馈给输入端。在该阶段有： k 等= 吒飞。 ( 2 3 8 ) 吒。+ 等= “ ( 2 t3 9 ) 初始条件为： ：i i ：) 联立方程( 2 3 8 ) 、( 2 。3 9 ) ，并代入初始条件，便可得到以下解： 鼢掣嚣z 0 9 ：s a i n k f 9 ) i v 。，( f ) = k 。+ 缸( f ，) l 咚o f 9 ) l 其中：q2 了i 露1 ，为厶、c k 一谐振电路的谐振角频率 乙= 为厶、c ：，谐振电路的特征阻抗。 由于该谐振阶段时间非常短暂，则式( 2 4 0 ) 可改写为： f 。( t ) * j l 。( f 9 ) 1 。，( r ) z _ + “) + z 9 + 屿( f f 9 ) 。+ 也“) + 与= 立 旺- 4 1 l 。，( r ) z _ + “) + z 9 + 屿( f f 9 ) z + 也“) + 与；生 “ 直到f = 。，v c o 。= 0 ，该t 作阶段结束，将其代入式( 2 4 1 ) ，便可得到该t 作阶段 的长度鲰。： 。q 。中哿 由于该二l 作阶段，副边电流在寄生二极管岛、d 4 中进行换流，造成较大损耗。因此希 压 浙江大学硕士学位论文第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 望这段时间越短越好。 工作阶段1 1 【t r i o - r i l 】 广。队。职 l m 气弋 v i n f + 1 彳n 本日 图2 1 4 工作阶段1 i 【t l o 一 l 】 当t = 。时刻，。= 0 ，由于电感电流不能突变，因此原边电流通过主管v t i 的寄生二 极管日；由于副边寄生二极管d 3 、d 4 继续换流，将变压器原副边箝位于0 v ，因此漏感上的 电压等于输入电压，即u = 吒。在该工作阶段有： i d l k = 圪 ( 2 4 3 ) 初始条件为：+ l 。= “( t 。) 解方程( 2 4 3 ) ，并带入初始条件，便可得到此段时间内心的表达式： f l 。( ，) ：导n t ( ，一。) + o ( f 。) ( 2 ，4 4 ) 该工作阶段直到主管v t i 被触发导通才结束。 由于在该工作阶段，原副边电流的回路都包含相对高导电阻的寄生二极管，因此希望这 段时间越短越好，以提高模块效率。 上作阶段1 2 【t i f 2 】 v t l | 一 图2 1 5 工作阶段1 2 【l 2 】 当r = 时刻，主管v t l 被触发导通。由于此前主管v t i 的寄生二极管n 处于导通状态 0)1、厂，、z 弋j厂p 餐一 浙江大学硕士学位论文 第二章有源箝位正激式变换电路工作过程分析 凼此王曹v j l 是辱电压升迥。田十剐】丑奇生一檄官b 、以珏j 窦殃施，父胜器原皿 ，然硬描 位于o v ，因此漏感上的电压仍然等于输入电压，即= 。在该工作阶段有： i d l l k = 屹 ( 2 4 5 ) 初始条件为：“= “( ，。) 解方程( 2 4 5 ) ，并带入初始条件，便可得到此段时间内也( f ) 的表达式： “( f ) ：争+ ( ，一 ，) + i a ( t 。，) ( 2 4 6 ) 、 直到f 2 k 时刻，& 上的电流变为“( f ) = 毛+ 鲁一。“) ，该工作阶段结束。将 也( r ) = 厶+ 鲁一皿( f 9 ) 代入式( 2 4 6 ) ，便可以得到这一段时间的长度越。： 萨”“= 卜瓮吨吨“，愕 a z ， ( 2 ) 漏感储存的能量较小时 工作阶段4 【一】 图2 1 6 工作阶段4 【f ，一f i l 在r = 时刻，吃。，= v o ，变压器副边d 3 、d 4 开始换流，并把变压器原副边电压箝位 在o v ，即变压器原边电压咋= o ，则此时变压器原边激磁电流k ( f ) = f l 。“) 保持不变，由 漏感厶和寄生电容c ：，一起处于谐振状态。 k + 等= 气， 气，等= “ 在这一阶段有： ( 2 4 8 ) ( 2 4 9 ) 塑垩查兰翌圭堂垒笙壅茎三兰查l 塑垒至墼塑皇堕三堡些壁笪：塑 ；k 吓“) + l “) 叶k 化) 一。“) = ；c 0 。，+ v 乞一j 上k + ( l 筹 2 ( 2 5 7 ) 由于一的时间非常短暂，则磁化电流的峰一峰值可以大致表达为： k ( p 尸) ：k ( f 3 ) 。以) ：! 盆二导兰 ( 2 5 8 ) 设： 也( 6 船) = + l 似) + o “) ( 2 - 5 9 ) 疋。，= c 咄+ v 2 。 ( 2 6 0 ) 瓦= 扣+ ( l