（电力电子与电力传动专业论文）dcdc转换器控制电路的研究与设计.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i ct e c h n o l o g i e sa n dt h em i c r o e l e c t r o n i c t e c h n o l o g i e s p o w e re l e c t r o n i ct e c h n o l o g i e sh a v eb e e nd e v e l o p i n gt oh i g h e f f i c i e n c y ， h i g h f r e q u e n c ya n dh i g h i n t e g r a t i o n s w i t c h i n gp o w e rs u p p l yb e c a m eah o t s p o ti nt h e f i e l do fp o w e re l e c t r o n i c s t h ep a p e ra n a l y z e da n dd e s i g n e dt h ed c - d cc o n t r o lc i r c u i t f i r s t , t h et h e s i s a n a l y z e dt h eo p e r a t i o n a lp r i n c i p l eo fd c - d ct o p o l o g yc i r c u i ta n dt h ec o n t r o l l e dc i r c u i t t h et h e s i sp o i n t e do u tt h a ti tn e e d ss l o pc o m p e n s a t i o nw h e nt h ed u t yc y c l eo ft h e m o s f e te x c e e d s5 0 ，o t h e r w i s et h ec i r c u i tc a n tw o r ks t e a d i l y t h et o p o l o g yc i r c u i t i st h eb u c ks t e p - d o w nc i r c u i t t h ec o n t r o lc i r c u i ti sm i x e dc o n t r o lm o d ew i t h p w m p f ma n d p e a kc u r r e n t m o d e p w ma n dp f mb o t ha r ec o n t r o lm o d e b u t w h e nt h e yw o r kt o g e t h e r ，t h ee f f i c i e n c yo ft h ec o n v e r t e rw i l lb eh i g h e r w i t hl i g h tl o a d s ， t h ep f mm o d es e t st h em o s f e t w i t ht h eh e a v yl o a d s ，t h ep w mm o d es e t st h e m o s f e t t h i sk e e p st h ee x t e r n a lp m o s f e to f ff o rl o n g e rp e r i o d s , m i n i m i z i n g s w i t c h i n gl o s s e sa n di n c r e a s i n ge f f i c i e n c y t h ep a p e rd e s i g n e dt h ew h o l eb l o c kd i a g r a m a c c o r d i n gt ot h ef e a t u r e s t h i sc i r c u i tc o n t a i n sm a n yf u n c t i o n a lb l o c k s ，s u c ha st h e b a n d g a pr e f e r e n c e ，t h er e g u l a t o r , t h ee r r o ra m p l i f i e r , t h ec u r r e n ts e n s ea m p l i f i e r , t h e p w m c o m p a r a t o r , t h ep f mc o m p a r a t o r , t h eo s c i l l a t o r , t h es l o p ec o m p e n s a t i o nc i r c u i t ， t h el o g i cc o n t r o lc i r c u i t t h e n ，t h ep a p e ru s e dt h et o o lo fc a d e n c e ，f i n i s h e dc i r c u i t s d e s i g ni nt r a n s i s t o rl e v e la n df u n c t i o n a ls i m u l a t i o n t h e s es i m u l a t i o nr e s u l t si n d i c a t e d t h ec i r c u i td e s i g na c c o r d i n gw i t ht h er e q u i r e m e n t ， k e yw o r d s ：p o w e rs u p p l yp e a l 【c u r r e n t - m o d e p w m p f mm i x e dc o n t r o l 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果i 也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：驻 日期坚翌： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留 送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容， 可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合 学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 日期 日期 蜘黾、f “ 第一章绪论 第一章绪论弟一早三百化 1 1 开关电源的重要地位 电源是电子产品的一个重要组成部分，电源质量直接影响电子设备的性能。 便携式电子产品通常采用电池供电，随着放电的进行，电池电压逐渐降低，电池 内阻逐渐增大。一方面，在电池新使用时，端电压较高而电池内阻较小，易造成 输出电流大于负载实际需要电流而造成电能的浪费，尤其不利于系统工作时间及 待机时间的延长；另一方面，使用一段时问后，端电压降低而电池内阻增大，致 使负载变化引起较大的供电电压的变化，又不利于系统维持高性能的工作。此外， 在通信及电子计算机产品设计中，为有效地降低功耗，延长工作时间，通常采用 低电压技术，随之而来的是电路速度降低、抗噪声性能下降等。为在功耗和其它 性能之间折衷，需要针对各电路模块的性能要求采用多电压供电通过在电池与 负载之间接入多个d c d c 电压转换器可很方便地实现多电压供电。鉴于以上众 多原因，需要效率高、体积小、重量轻的开关电源。 所谓开关式电源，就是利用现代电力电子技术与微电子技术，控制半导体功 率开关器件开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。它通过用电 子线路组成开关式( 方波) 电路来达到对电能的转换。开关电源是电力电子技术 与微电子技术紧密结合的一种技术。只有电力电子技术和微电子技术同步发展， 开关电源才能得到发展。开关电源一般由控制信号产生电路、功率半导体期间和 滤波电路构成。其中的核心部分是控制电路。开关电源中的功率管工作在截止区 和饱和区。功率管截止时，相当于机械开关的断开，功率管饱和时，相当于机械 开关闭合，这种起开关作用的功率管就叫开关管。电源的发展经历了从线性电源、 相控电源到开关电源的发展历程。其中开关电源有很多优点：一是稳压范围宽， 在一定范围内输出电压与输入电压变化无关。二是效率高，由于采用开关震荡工 作方式，热损耗特别少，发热低。早期的p w m 开关电源的效率可以达到6 5 7 0 ，而线性电源仅为3 0 - 4 0 ，目前已经有很多开关电源的转换效率达到了 9 0 以上。三是结构简单，相对于其它相同功率的电源，开关电源的体积与重量要 少得多。因此，在众多的电子设各中，开关式电源已经是相当普遍。由于其明显 的优点，已经引起社会各方面的重视而得到迅速推广。 1 2 开关电源的发展 目前i l l ，中国已成为全球增长潜力最大的电子产品消费大国：全球最大的移动 2 d c d c 转换器控制电路的研究与设计 电话市场、第三大p c 市场，未来五年还将成为全球第二大半导体市场。2 0 0 6 年 无线多媒体通信与计算机市场的迅猛发展为全球半导体市场增长做出了主要贡 献，同时也为全球电源以及电源管理芯片市场的发展注入了一股强劲的增长动力。 电源供应和电源管理i c 作为信息产品、设备的供电系统，与其在数量上有着1 ：1 的关系。以a c d c 的变换为例，与传统采用工频变换技术的相控电源相比，采用 大功率开关管的高频整流电源，在技术上是一次飞跃，它不但可以方便地得到不 同的电压等级，更重要的是甩掉了体大笨重的工频变压器及滤波电感电容。由于 采用高频功率变换，使电源装置显著减小了体积和重量，而有可能和设备的主机 体积相协调，并且使电性能得到进一步提高。正因为如此，1 9 9 4 年我国原邮电部 作出重大决策，要求通信领域推广使用开关电源以取代相控电源。几年来的实践 已经证明，这一决策是完全正确的。开关电源的使用为国家节省了大量铜材、钢 材和占地面积。由于变换效率提高，能耗减少，降低了电源周围环境的室温，改 善了工作人员的环境。我国邮电通信部门广泛采用开关电源极大地推动了它在其 它领域的广泛应用。值得指出的是，近两年来出现的电力系统直流操作电源，是 针对国家投资们0 0 亿元用于城网、农网的供电工程改造、提高输配电供电质量而 推出的，它已开始采用开关电源以取代传统的相控电源。目前，国内开关电源自 主研发及生产厂家有3 0 0 多家，形成规模的有十多家。国产开关电源已占据了相 当市场，一些大公司如中兴通讯自主开发的电源系列产品己获得广泛认同，在电 源市场竞争中颇具优势，并有少量开始出口。 电力电子技术是重要的支撑科技，据美国总统科学和技术顾问委员会提出， 国家关键性的科技领域有七个方面：能源、环保、资讯与通信、生命科学、材料 和交通。每一领域无一不和电力电子有关，都在起着重要作用，而开关电源是其 中的一个重要方面，有着深远的美好前景。电路集成的进一步发展方向是系统集 成。如现在的逆变器是将2 0 0 3 0 0 个零件装配在一起成为一个系统。这样做法要 花很多时间和人工，成本也高，也难于做得体积很小。美国v i c o r 公司生产的第 一代电源模块受生产技术、功率、磁元件体积和封装技术的限制，密度始终未能 超过每立方英寸8 0 w 。近年来，推出的第二代电源模块，内部结构也改为模块式， 达到高度集成化和全面电脑化。功率密度已经达到了每立方英寸12 0 w 。电源模块 内含元件只有第一代产品的1 3 ，由1 1 5 个减为3 5 个。第二代电源模块的控制电 路只含两个元件，被称作“大脑”( b r a i n ) 。大脑”是两片厚膜电路，由v i c o r 公司 自己的无尘室自行开发生产，其总体积只有0 1 i n 3 ，取代了第一代产品中的约1 0 0 个控制元件，体积缩小了6 0 。第二代产品的另一个突破是变压器的改良，采用 屏蔽式结构和镀铜磁芯，把初级和次级线圈分置左右两边而温升很低。寄生电容 和共模噪声也很低。变压器处理功率的密度达到了每立方英寸1 0 0 0 w ，温升只有 3 。第二代产品功率器件的管芯直接焊接在基板上以取代第一代t o 2 0 0 封装， 第一章绪论 3 可以提高散热效率，降低寄生电感、电容和热阻。第二代产品的集成度显然提高 了，但还不是系统集成。李泽元教授领导的美国电力电子系统中 ( c e n t e r o f p o w e r e l e c t r o n i c s s y s t e m s ，简称c p e s ) 已经提出了系统集成的设想，信 息传输、控制与功率半导体器件全部集成在一起，组成的元件之间不用导线联接 以增加可靠性，采用三维空间热耗散的方法来改善散热，有可能将功率从低功率( 几 百瓦千瓦) 做到高功率( 几十千瓦以上) 。系统集成的结果，可以改变现在的半自 动化、半人工的组装工艺而可能达到完全自动化生产，因而可以降低成本，有利 于普遍地推广应用。李泽元教授正在应用这一设想，以c p e s 结合美国几所大学 的特长，在做电机驱动的系统集成工作。 模块，驱动电路、保护电路全部放进去； 系统集成的第一步是把逆变器做成一个 第二步是把逆变器和电机做在一起，形 成一个系统集成。还有一个例，英特的微处理器是非常领先的，这些年的发展趋 势是速度更快，电压更低，而需要的电流容量一直在增加。目前英特微处理器工 作电压是2 一- 3 v 10 a ，操作频率是3 0 0 m h z 。预计两年后甚至不需要两年，它的 工作电压会降到1 v 、电流3 0 - 5 0 a ，操作频率为1g h z 。现在的做法是把开关电 源紧靠在微处理器，开关电源以很快的速度提供电流给微处理器，这样尚能满足 现有微处理器的要求。但将来微处理器工作电压降低，电流增加，速度加快的时 候，现有的解决方法将无法达到它的要求。三年前，李泽元教授就提出要彻底解 决问题，必须将开关电源与微处理器结合在一起。今天英特公司大部分人接受了 这一想法而在积极促成此事。提出的构想是：开关电源紧密结合在微处理器主机 板下面。这样开关电源的大小必须与微处理器相当，而现在的开关电源要比微处 理器大几十倍。如何减小体积? 这又面临新的挑战1 1 3 本论文研究的内容以及成果 本论文设计的是i ) c - d c 开关电源中的控制信号产生电路。利用该控制信号去 控制半导体功率开关器件开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压。该控制电 路是运用峰值电流型p 删p f m 混合控制方式。电流控制型开关变换器正是在传统 的电压控制型的基础上，增加了一个内环电流反馈环，使其成为一个双环控 制系统，让电感上的电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器的二阶模型去 掉了电感电流而成为一阶系统。相比电压控制方式，电流控制方式具有对输入电 压变化响应快，抗干扰性能强，回路稳定性好、负载响应快，电压调整率显著减 小等明显优点，已成为控制电路控制方式的首选。p 1 | | m 和p f m 都可单独作为调制方 式采用，但二者结合，可显著提高开关电源的转换效率，也越来越多的被应用到 开关电源的控制电路的设计中。 4 d c - d c 转换器控制电路的研究与设计 该控制电路主要由线性稳压器、电压误差放大器、p w m 比较器、电流检测放大 器、p f m 比较器、带隙基准电压源、振荡器、斜坡补偿电路、逻辑控制电路等单元 电路组成。 ， 本文采用正向的方法进行设计：分析工作原理，设计电路模块，利用0 3 5 u m 工艺，在c a d e n c e 下对各个子电路进行晶体管级的电路设计、参数修正及仿真验证， 调整电路的结构和参数，以满足设计指标的要求。 本文的研究题目为：d c d c 转换器控制电路的研究与设计。 本论文的主要内容如下： 第一章简要介绍开关电源的重要性、国内外发展概况以及设计思想。 第二章理论的分析了开关电源的基本原理、拓扑结构以及控制方式； 第三章主要根据功能要求确定了芯片的整体电路框图，对电路各个子模块进 行晶体管级电路设计和仿真； 第四章给出本论文的总结与展望。 第二章开关电源的基本原理 5 第二章开关电源的基本原理 2 1 开关电源的电路拓扑结构 开关电源系统由主电路和控制电路组成。构成开关电源主电路的元件，包括输入电 源、开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传 递，合称为功率级；控制电路则通过控制功率开关管的通断，实现调节输出电压恒定在 设定值的要求，从而控制主电路的工作状态，使主电路从输入电源处获得的能量和传送 到负载的能量维持平衡。通常，当输入电池电压及输出端的负载在一定范围内变化时， 负载电压可以维持恒定。将功率开关元件和储能元件采用不同的配置或不同的连接方 式，可以得到各种输出电压与输入电压间的关系。d c d c 开关功率变换器按照主回路拓 扑可以分为四种：b u c k 变换器、b o o s t 变换器、b u c k b o o s t 变换器和c u k 变换器。 2 1 1b u c k 变换器 b u c k 型开关电源将输入电压v i n 变换成0 n 的稳定输出电压v 0 ，所以又称降 压开关电源。图2 1 是b u c k 开关电源的主电路图：v i n 为输入电源，通常为电池或电池 组。m p 是主开关管，因其源端接电源n ，适宜选用低电平导通的p m o s 管。二极管d 是 辅助开关管，也称为整流管，一般使用具有较低正向导通电压的肖特基二极管。v p 是 m p 的栅极控制信号，由控制电路提供，凡表示负载电阻。 ( a ) 拓扑电路( b ) 工作阶段一 下 ( c ) 工作阶段二 图2 1b u c k 电路 在一个开关周期中【2 】【3 】，电路工作在两阶段下：第一阶段：在控制电路作用下，m p 导通，x 点高电位，二极管因受反向偏压而截止，电流由输入电压流经m p 、电感l 到 电容c 和负载。电感电流持续上升，电感储能在增加，能量由电池传送到电感并存储 在电感中； 第二阶段：控制电路使m p 截止，切断电池和电感元件的连接，于是电感产生感生 电动势使电流维持原来的流向，迫使x 点电位降至比地电位还低一个二极管的正向导 通压降，二极管d 导通，为电感电流提供通路，电流由电感l 流向电容c 和负载，电感 电流随时问下降，能量由电感流向负载。在两种工作模式下，在负载r o 上都可得到脉 动很小的直流电压v o 。 中l如上 6 d c - d c 转换器控制电路的研究与设计 根据电感中电流t 在周期开始时是否从零开始，可分为电感电流连续工作模式 ( c c m ) 和电感电流不连续工作模式( d c m ) 。图2 2 为在两种工作模式下的电路波形。 j t、， 一 l 圮 i l 、 磊 r 、，、 1 l j p l 、：、 饭 t 形 t 薹l t v l t 毛- t 薹d t 1 k t v 。t 一 i 形 i 一 i，- 五 y ：。 f i l j i 陟沙 卜n 卜， ( a 邸m 梗式阴电野设彤( b ) d ( m 模式的电路渡彤 图2 2b u c k 电路的波形 、设m o s 管的导通占空比为d l ，二极管的导通占空比为d 2 。如果新的周期在电感 电流尚未降至零时开始，则系统工作在c c m ，工作波形见图2 2 ( a ) ，此模式下有 d l + d 2 1 在第一阶段1 4 】，开关闭合，电感电流上升 蝇。v-v册-vo坠孚墨j0 l “ 工 在第二阶段，开关断开，电感电流下降 虬：一前笔一一半也训 由于平衡时i 蝇：l = i 业。l ，并且气- d r ，t ：一 - ( 1 一d l 沙，所以 t - v 册- v o 叩一半( 1 一咿 d 1 = 瓦j v o e + v o 瓦，一般情况下，、上的压降很小，忽略不计，得 d 1 。f v o 即v o 。n y m 矾 当电感嵫小，负载电阻较大，或者t 较大时，将出现电感电流下降到零，下一周期 却还没有开始的情况。当下一周期开始时，电感电流从零开始线性增加。这种工作方式 称电感电流不连续模式。其工作波形如图2 2 ( b ) 所示，此时，皿+ 4 1 。同理，平衡 u u - 矗 k - 盆 第二章开关电源的基本原理 7 时i 虬：l ll 虬。i ，忽略、，可得 矗吃 对比2 2 图( a ) 和图( b ) ，根据蝇与，d 相对值关系可划分两种工作状态，并且在两 种状态间存在一个临界状态点，即在电感电流下降到零的时刻，新的周期恰好开始。三 个状态的特点分别为： c c m 状态：1 2 乩 乇 由上面的推论，可得在临界状态有 弩d i v oi l o 2 l r o 。 上式中r 是负载电阻值。满足的电感值称为临界电感，以k 表示，则k 。里争z 由上式可知：当k 和砬、丁值固定时，若勘值增大，系统由c c m 状态向d c m 状 态转换；而当r o 、d 捅i l t 值固定时，若l k ，则系统也会由c c m 状态向d c m 状 态转换；当z 增大时，k 值增大。 由于电容的充放电，输出电压会有纹波分量。当电感电流大于输出电流时，电容被 充电；当电感电流小于输出电流时，电容对负载放电。一个开关周期内，电容元件存储 的电荷变化量q 为 q 。! 盟三。 2 22 将q c 圪代入上式，可得纹波电压计算公式 虼m l t 。盟 ”8 c8 形 给定纹波电压的指标，根据上式可估算出为满足纹波指标所需要的最小电容值。 2 1 2b o o s t 变换器 b o o s t 变换器也称升压变换器，也存在两个工作阶段。 8 d c - d c 转换器控制电路的研究与设计 1 0 l ( a ) 拓扑电路 i b l 工作阶段一 图2 3b o o s t 电路 类同c u c k 电路的推导过程，可删e c c m 条件下， 一旦1 - d 1 ( d l 为开关管m 的导通占空比) 在d c m 条件下， 圪- 旦麦堡圪 ( 么为二极管的导通占空比) 2 1 3b u c k - b o o s t 变换器 l c i ( c ) 工作阶段二 b u c k b o o s t 变换器是降压升压混合电路，其输出电压可以小于输入电压，也可以 大于输入电压，而输出电压极性与输入电压相反。图2 4 为b u c k - b o o s t 电路的拓扑结 构。 瞪- 1 ：c 如； 匕一 l ( a ) 拓扑电路 o ) 工作阶段一( c ) t 作阶段- - - - 图2 4b u a 艮b o o s t 电路 类同c u c k 电路的推导过程，可知在c c m 条件下， 一击圪( d l 为开关管m 的导通占空比) 在d c m 条件下， 圪一一鲁吃 ( 见为二极管的导通占空比) 由吃的表达式可知，当d l i 1 时， 十i靳。上 第二章开关电源的基本原理 9 b u c k b o o s t 电路是升压电路。 2 1 4c u k 变换器 c u k 变换器也是升降压混合电路，输出电压极性也与输入相反。图2 5 为c u k 电路的 拓扑结构。 i ” v c ，使p w m 比较器翻转，于是r - 1 ， s = o ，触发器输出q = o ，功率管被关断，直至振荡器送出新的脉冲，开始下一开关周期。 上述过程实现了如下的控制规律：当电感电流上升到满足条件v s e n s v c v r a m p 时，功率管即被关断，于是电感与电池的连接被断开，电感电流随后就线性下降， 直到下一周期开始功率管重新导通后电感电流才会增加。而在本周期内，功率管断开时 刻的电流瞬时值即为电感电流峰值。考虑到圪鹏一屯b 4 ，可以得出结论：在每个周 期，由电压控制外环输出控制电压v c ，它为本周期的电感电流时值设定了的最大 矿一矿 值- 粤竺，故称为电感电流峰值控制模式。补偿斜坡的主要作用是增加系统的稳定性， 民以 它还能抑制次谐波振荡和振铃电感电流。从p c m 控制机理可知：电压控制外环根据负 载和输入电池电压状态设定本周期的电感电流峰值，电流控制内环将设定的电感电流峰 值与实际的电感电流瞬时值作比较，系统根据此比较结果调整开关管关断的时刻，从而 实现对电感中峰值电流的控制。由于输出负载电流正比于电感电流，所以p c m 控制技 术实现了在逐个开关周期内控制输出电流，从而具有比v m 控制更优越的负载调整特 性和抗输入电源扰动能力。p c m 控制的实质是使电感电流峰值跟随由控制电压v c 设定 的值。由于负载电流是与电感电流的平均值成正比的，而电感电流平均值和电感电流峰 值之间存在差值，所以p c m 控制技术对负载电流的控制精度不高；另外，电感电流上 升时段内的上升斜率( v i n v o u t ) l 比较小，所以这种控制方法易受噪声干扰，耦合到控 制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断。由于每次开关管通断时都会产生噪声尖 峰，p c m 控制技术对开关管控制的可靠性有待改善。 第二章开关电源的基本原理 1 3 2 2 2p f m 调制方式 p f m ( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ，脉冲频率调制，在脉宽或占空比一定的条件下， 调整脉冲频率。优点是在负载较轻情况下效率很高，工作频率高，频率特性好，电压调 整率高，适用于电流或者电压控制模式。存在的缺点是负载调整范围窄，滤波成本高。 p f m 可以采取两种工作方式：固定每个周期的开启脉冲宽度，在这种情况下，电感 电流会随着输入电压的变化而变化，不利于选择电感；峰值电流控制一检测开关器件的 电流，在达到一定的电流值时将开关器件关断，关断一段时间后，再检测、，0 u t ，看是否 需要重新开启开关器件，电路比前者复杂，如果开启脉冲宽度或者开关器件的峰值电流 过大，则会加大损耗；反之，工作频率很高( 频率高的好处是可以减少功率器件和电感 的尺寸) ，会增加开关损耗，所以应该对其大小进行优化。 2 2 3 混合调制方式 在混合控制模式下，转换器的工作模式自动的根据负载来选择控制模式。在重负 载情况下，采用p w m - v 作模式；在轻负载情况下，采用p f l v i - i 作模式。混合调制模式 可以利用p w m 和p f m 各自的优点，明显提高转换电路的转换效率，越来越多的被应用 到开关电源的控制电路的设计中。 第三章控制电路的设计 1 5 第三章控制电路的设计 3 1 控制电路的系统介绍 本论文设计的控制电路是b u c k 型d c d c 转换器的控制电路，能够驱动一个外 部p 沟道m o s h ! t 功率开关。该控制电路的输入电源电压范围为6 1 5 v 的直流电压， 输出电流范围为5 0 m a 一2 5 a 。输出电压为5 v 的直流电压。内部具有2 v ( 1 5 ) 高精度基准电压以及频率为1 0 0 k h z 的振荡器。采用峰值电流脉冲宽度调制p w m 和 脉冲频率调制p f m 相结合的方式【5 】【乱。 图3 1 控制电路的系统原理图 图3 1 为控制电路的系统原理图。工作原理：误差放大器对基准电压v r e f 与 负载电压分量场志譬i 之间的差值进行比较、放大，得到误差信号v e 盯；r s 和 电流检测放大器用于产生正比于电感电流瞬时值的电压v s c n s ，v e 被送到p w m 比较器的反相输入端；而送至p w m 比较器的同相输入端的，则是由v s e n s 和斜 坡补偿信号v r a m p 相加后得到合成信号( v s c n s + v r a m p ) ，振荡器控制着系统的开关 频率。当振荡器开始同步发送出窄脉冲信号和斜坡补偿信号时，就是每个开关周 期的开始。合成信号( v s e n s + v r a m p ) 同时还被送到p f m 比较器的同相输入端，和另 一基准电压比较。当负载较重时，r s 上的电流也较大，( v s e n s + v r a m p ) 也较大，p f m 1 6 d c - d c 转换器控制电路的研究与设计 比较器输出高电平，系统工作在p w m 模式下。由于功率管处于导通状态，电感电 流开始线性增大，v s e n s 也随着电感电流增大而增大。一般在本周期结束前，两 信号增长至满足v s e n s + v r a m p v c ，使p w m 比较器翻转，开关管关断。当负载 较轻时，r s 上的电流较小，p f m 比较器输出低电平，此时不管p w m 比较器输出 何种信号，开关管都关断，直到p f m 比较器输出高电平，此时系统工作在p f m 模式下。 该系统主要包括以下模块： 1 输出为3 3 v 稳定电压的线性稳压器电路，为其他模块提供工作电压。 2 高增益、宽带宽的误差放大器，用来放大基准电压和反馈电压之间的差值 3 电流检测放大器，用来检测开关管电流，产生v s e n s 信号 4 p w m 比较器和p f m 比较器，用来产生p w m 和p f m 控制信号 5 输出为2 v ，精度为1 5 的带隙基准电压源，为电路提供多个电压基准 6 输出占空比小于1 0 的振荡器，为电路提供开启信号 7 斜坡补偿电路，为电路的稳定提供斜坡补偿 8 逻辑故障电路与软启动电路、逻辑控制电路及驱动电路 3 2 1 稳压器的设计 3 2 单元电路的设计与仿真 在本设计中，稳压器的作用是将不稳定的圪调制成稳定的3 3 v 电压，作为其 他单元模块的电源电压。该稳压器电路主要由基准电压源、误差放大器和调整管 三部分组成，其电路框图如图3 2 所示。 其工作原理是：当输出电压v o 变化时，通过取样电阻给误差放大器的反相输 入端一个反馈信号，在与基准电压v r e f 比较，并经放大后，去控制调整元件的工 作点作一定的变化，从而使输出电压v o 保持不变。所以可将它看成一个负反馈放 图3 2 稳压器结构图 大器，由误差放大器和调整元件构成基本放大器，未调的输入电压为供电电源电 压，基准电压为输入信号，稳定的输出电压为输出信号，取样电阻为反馈网络。 第三章控制电路的设计 1 7 3 2 1 1 带隙基准电压的设计 带隙基准电压是利用双极型晶体管的基极与发射极电压- k 血争呈负温 j 5 度系数，而两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下时，它们的基极与发射 极的电压差一口峰呈正温度系数。利用正、负温度系数的电压，可设计出令人 满意的零温度系数的基准电压：- + 口k 。虽然m o s 管许多参数都可以考虑用 来实现这个目标，但是由于c m o s 工艺存在较大的失调电压和工艺偏差，带隙基准 电压温度特性不太好。所以，双极型晶体管仍然是构成高精度的带隙基准源核心 部分。 谬稼艇豫豫藤墁水葱稠狮带鼹臻凇豫魍路 3 3 经典的带隙基准电路 图3 3 ( a ) 为带隙基准源原理图川。双极晶体管的基极和集电极相连构成一个 朋结。在通常情况下，结电压- 7 5 0 m v ，它在常温下的温度系数约为 一2 0 m ，而热电压巧- , 2 1 m v ，它在常温下的温度系数约为o 0 8 5 m ，取合 适的口就可得到零温度系数的基准电压，即! - 。 由一2 0 朋+ 口0 0 8 5 肌一。可得口一2 3 5 ，则 形睇- k 踞+ 口k 一0 7 5 + 2 3 5 0 0 2 1 1 2 缈 图3 3 ( b ) 为经典的带隙基准源电路。晶体管q 1 由咒个并列的晶体管单元组成， 而q 2 是一个晶体管单元。m 。、m ：、m ，为宽长比相等的p m o s 。用运放o p 强制 它的两个输入端电位相等，运放的直流输出作为p m o s 的偏置电压。由于运放的 两输入端没有引入任何的电压降，所以特别实用于低压电路。 1 8 d c - d c 转换器控制电路的研究与设计 那么在不考虑运放失调电压的情况下， ：- 。+ r l 。v b e 2 - - v b e l r 由于，3 一，所以 一s + l r t ，+ 等 一。+ 食恤玎孵 令等恤万一2 3 5 ，选择拧_ 8 ，乡一1 1 3 ，即可得到与温度无关的基准电压 该稳压器中的电压基准要求输出+ 2 v ( 1 5 ) 的电压，而上面的结构只能输出 一个带隙电压以下的基准，故考虑改变基准结构，电路的每个分支采用两个双极 晶体管串联的形式，可使输出电压增加一倍。在基准输出端，采用电阻二次分压 技术调整基准电压的输出范围，实现可配置的基准输出电压。具体电路如图3 4 所 示。 在图3 4 电路中，帆、m 2 、m ，、m 。、m ，、m 。宽长比相同，q 5 、q 6 为一个 晶体管单元，q 1 、q 2 为8 个晶体管单元，r - 是，吗一凡，玛、心、恐和q 3 、q 4 组成电阻二次分压电路，以控制的输出。考虑到实际的运放存在一定的失调电 压，会导致相当大的基准输出电压误差，所以电路稳定工作时， 2 矗5 - 2 k 陋1 + r + 淼 ，2 v a z 5 - 2 v b e l - v o s 墨 最后推导可得基准的输出电压 一彘( ，+ 埚) 二告【2 s + 鲁( 2 l l l 8 一) 1 第三章控制电路的设计 1 9 图3 4 带隙基准电压的电路图 i t 其中2 ，+ 詈( 2 t n 8 咋一) 就是传统的2 倍带隙基准的电压输出，通过调节 啊 r 来改变足和足的比值来调节输出电压。 由于带隙基准源存在两个电路平衡点，即零点和正常工作点嗍。当基准源工作 在零点时，节点a 、b 的电压等于零，基准源没有电流产生。启动电路的目的就是 为了避免基准源工作在不必要的零点上。本文基于数字电路设计中的上电复位原 理，设计了如图所示的启动电路。当电路上电时，通过电容c 1 的充放电及m 9 管 的导通，迅速提高节点a 、b 的电压，产生基准电流。节点a 的电压通过m 7 和m 8 组成的反相器，使m 9 管完全截止，节点a 、b 的电压回落在稳定的工作点上，基 准源开始正常工作。由于电容c 的主要作用是上电瞬间的充放电，对电容值的精 度没有较高要求，所以为了节省芯片面积，本文在版图设计时采用双层平板电容 设计方法，即多晶、第一层金属与p + 形成两个平行的平板电容。 带隙基准中运放的性能直接影响到基准的性能。由于该运放要对a 、b 两点箝 位，所以要求增益较高，这里要求直流a 乏8 0 d b 。而上面基准的输出电压推导公 式可知，失调电压直接影响基准的输出电压，故要求运放的失调电压尽可能小。 运放处于负反馈环内，考虑到负反馈工作的稳定性，还要有足够的相位裕度。本 运放对本运放对输入共模电压和输出电压要求不高，但因为从d c d c 转换的整个 系统来考虑，需要每个模块的延时尽量小( 所有模块的延时总和应小于一个周期) ， 所以要求运放的工作速度要快。另外，考虑到p 差分对其电源电压抑制比高于相 应的n 差分对，且噪声小，所以选择p 差分对输入的两级运放结构，如图3 5 所 示。 运放的输出接到6 个p m o s 管的栅极，估算后负载电容c 。定为l p f 。本设计中我