（电力电子与电力传动专业论文）宽负载范围zvs全桥变换器研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t a st h ed e v e l o p m e n to ft h ee l e c t r o n c st e c h n o l o g y ，t h ec o n s u m e r sn e e dt h e p e r f o r m a n c e o ft h e s w i t c h i n gp o w e rs u p p l i e s w h i c hu s e di nt h ef i e l d so f t e l e c o m m u n i c a t i o na n d p o w e rs y s t e m sm o r e a n dm o r ee x c e l l e n t f i r s to f a l l ，t h i s p a p e r a n a l y z e s t h e g e n e r a lz e r o v o l t a g e s w i t c h e d ， p h a s e - s h i f t e dc o n v e r t e r s t oo v e r c o m et h es h o r t c o m i n ge x i s t i n gi nt h ep sc o n v e r t e l t h i sp a p e r p r e s e n t sap sc o n v e r t e rw h i c h h a sa d v a n t a g eo ff u l lz v s r a n g ea n dr e d u c e d c o m m u t i n gi n d u c t o rr e q u i r e m e n tb yc o m b i n i n gt h et e c h n o l o g yo fa u x i l i a r yn e ta n d c o m m u t a t i n gi n d u c t o r s e c o n d ，t h ep a p e ra n a l y z e st h ec o n v e r t e rs y s t e m ss t r u c t u r e f e a t u r ei nd e t a i l sa n d p r e s e n t sc o n t r o ls t r a t e g y t h em o d u l a r i z a t i o no f s w i t c h i n gp o w e rs u p p l i e sr e q u i r e s t h e p a r a l l e l e d d c d cc o n v e r t e r sw i t ha c t i v ec u r r e n ts h a r i n go p e r m i n gs t a b l e t h i sp a p e ra n a l y z e d t h ec u r r e n t - s h a r i n g s t a b i l i t yu s e di nh i g l l e s tc u r r e n tm e t h o d f i n a l l y , t h i sp a p e r s h o w sa p o w e r m o d u l e e s p e c i a l l yd e s i g n e d a st h e b a t t e r y c h a r g e r ( 2 2 0 v d c 1 0 a ) f o r t h ep o w e rs y s t e m s i i 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 开关电源概述 开关电源( s w i t c h i n gp o w e rs u p p l i e s ，即s p s ) 又称开关稳压电源，是指起到电压 调整功能的器件以开关方式进行工作的一种直流稳压电源。它自七十年代后期微电子技术的 发展和大规模集成技术的完善而发展起来的，并以其效率高，体积小、重量轻的突出优点日 益取代线性稳压电源。图卜1 所示为开关电源的最一般的结构框图。 一市电。一整流器。一半导体开关 高频整流器。一负载输出电压调节器 图1 1 开关电源的结构示意图 开关电源系统的可靠运行与高质量的供电性能紧密依赖于下述各个技术环节： ( 1 )总体结构模块化 开关电源系统的模块化以其在制造过程中的同一性所带来的高可靠性，经济性， 高效性以及维护方便，易扩容等优点取代传统的分立元件型开关电源系统。模块化能适应 分布式电源系统的需要，合理地传输与分配电能，大幅度减小直流送电的损耗。直观的理 解，模块，应当是集成的，封装成一个整体的。整机系统集成实现完全的自动化生产，不 仅在技术上有半导体功率芯片的集成问题，还有整机系统集成的器件高密度，器件间连接 引线和散热问题等口”。 ( 2 ) 高频化、小型化 开关器件工作频率的高频化可使变压器和输出滤波小型化，提高系统的动态性能。 使系统模块化成为可能。促使开关电源系统高频化的因素有以下几个方面： 新型高速开关器件的出现 微电子技术的飞速发展，给电力电子领域不断带来新型开关器件。m o s f e t 、i g b t 、 s i t 、s i t h 和m c t 的出现和性能的提高，使中功率开关电源系统工作频率在2 0 0 k h z 以上 成为可能。 o 新型开关拓扑结构的出现 采用新型的电路拓扑结构，运用准谐振和伪谐振得到的z v s p w m 技术和 z c s - p w m 已被国内外许多开关电源制造公司应用于高频大功率装置中。美国v p e c 于1 9 8 1 浙江大学硕士学位论文 年和1 9 9 3 年推出的零电压转移( z v t ) 和零电流转移( z c t ) 技术也成为电力电子工作者 对开关电源高频化的研究重点之一。 o 开关电源的小型化除了高频化以外，生产技术的提高也是必不可少的条件。它包 括【5 4 】： ( a ) 散热技术 随着功率密度不断提高，散热成为越来越重要的问题，它影响到变换器工作的可靠 性。基板技术中的d c b ( d i r e ac o p p e r b o n d ，即直接键合铜技术) 在最近十年逐渐用于高 频率的电子变换器。它是在氧化铝陶瓷上通过化学方法覆盖上3 0 0 1 - m 厚的铜，可以通过大 于2 0 0 a 的电流。i m s ( i n s u l a t e dm e t a ls u l a t e ds u b s t r a t e ，即绝缘金属基板) 技术在8 0 年代 后开始应用于传导较大电流的基板中，它是在铝板上先敷一层绝缘聚合物，然后在此聚合 物层上覆铜，功率器件键接在此铜层上。i m s 成本较低，但基板电容较大，在高频应用中 受到限制。d e c 公司利用表面组装器件，将一个1 5 0 w 的d c d c 变换器安装在i m s 上， 实现了3 0 w i n 3 的功率密度。 ( b ) 元器件组装技术 它包括表面安装技术( s m t ) 和多芯片模块技术( m c m ) 。s m t 于7 0 年代发展起来， 它比传统的通孔p c b 技术组装密度高1 1 倍，组装成的电子产品一般可以压缩4 0 0 r , - 6 0 的 体积，重量减小6 0 - 一8 0 。另外，由于元器件的引线很短，在基片上的焊接牢固，因而提 高了产品可靠性和抗振性能，也减小了长引线带来的寄生效应。 m c m 从混合i c 基础上发展而来。基板多采用陶瓷类材料，用厚膜或薄膜技术金属 化布线，将smt 阻容元件和裸芯片形式的i c 、二极管或晶体管等有源器件组装在一起， 整个电路安装在气密性良好的外壳中。采用m c m 的优点有：芯片可以层叠安装，比s m t 技术组装的密度更高，体积更小，重量更轻，可靠性和抗振性能更好；陶瓷基片与s m t 的 p c b 基板相比，热匹配性能和耐冷热冲击能力要好得多：全气密封装，更适应环境恶劣的 场合。 ( c ) 扁平变压器和扁平电容技术 要减小开关电源的体积，减小高度，就必须对电源电路中最大的部件，电感、变压 器和电容实现小型化和扁平化。 变压器和电感的扁平化可以通过采用扁平底面的e i 磁芯：绕组采用p c b 制作实现， 也可以采用圆盘型( d i s k - t y p e ) 或管型( t u b e t y p e ) 绕组【4 0 】。 陶瓷电容的应用可以使电容扁平化。并且，陶瓷介质的良好介电和导电性能使其适 用于环境恶劣的场合。法国t h o m s o n 公司在其研制的1 6 6 0 v s v 2 0 ad c d c 变换器中使 用了自行研制的陶瓷电容，参数如下：6 8 “f 6 3 v d c ，尺寸2 0 7 2 2 5 4 m m 3 ，电流有效值 小于1 0 a ，e s r 为0 9 m q ，e s l 为5 5 p h ，固有振荡频率为8 m h z 。对于低压电容器，市场 可以提供表面贴的5 v 以下6 8 1 t f 钽电容，而对于5 0 v 和5 0 0 v 耐压的x 7 r 材料多层陶瓷电 容，一般可供容量分别为6 8 0 n f 和1 5 0 n f 。在文章 4 l 】中，采用厚膜混合技术( t h i c k - f i l m h y b r i d 2 浙江大学硕士学位论文 t e c h n o l o g y ) ，形成电感、电容元件和基板一体化的结构，并且获得了6 2 5 c m 3 的功率密度。 ( 3 )控制方案对开关电源性能的影响 为改善开关电源的动态特性和并机运行性能，尤其是改进电源电压调整率( l i n e r e g u l a t i o n ) ，各种各样的控制方案以其各自优点，开始取代传统的输出电压平均值p i 或p i d 调节方案。 ( 4 )开关电源对电网的干扰 伴随着电子装置的大量应用，电子设备对电网干扰日益严重。因此，国际电工标准 委员会1 e c 制定了工频单相2 2 0 v ( 或三相3 8 0 v ) 的电工、电子产品的允许谐波电流标准 1 e c 5 5 5 2 ，共分a ，b ，c ，d 四类产品，而a c d c 变换的电子产品属于d 类。如今，许多 国家都十分重视a c d c 变换的功率因数校正问题，有源功率因数校正技术得到了广泛的应 用。 国内开关电源的市场情况： 信息产业在我国已成为经济增长的焦点，近十年来，电信业务平均年增长3 9 2 ； 就移动电话本身而言，平均年增长达到了1 3 7 ，全国移动电话的用户已超过1 2 亿，位居 世界第一。并且预计未来5 年将以4 - 0 0 0 万户，年的增长率增加，因此，为保证移动电话系统 的正常运行，预计每年新增移动电话基站约三万个，需要的电源占到整个通信电源市场的一 半以上。以1 9 9 9 年为例，整个通信电源市场达到了4 0 亿元。近几年来出现的电力系统直流 操作电源，是针对国家投资4 0 0 0 亿元用于城网、农网的供电工程改造、提高输配电供电质 量而推出的，它已开始采用开关电源以取代传统的相控电源。国内一些通信公司如中兴通讯、 安圣电气等均已相继推出系列产品。 1 2d c d c 变换拓扑 12 1 双开关管类d c d c 变换拓扑3 图卜2 ( a ) 为双开关管p w m 变换器的通用拓扑，开关s l 、s 2 占空比为d 和卜d 。直 流电源v 1 、v 2 、v 3 可以是输入电源，也可以是大容量的电容或电感。不管怎样，三个中只 能有一个是独立电源( 设为v 1 ) ，其他两项大小由v 1 大小和d 决定。 ( a ) 双开关管变换器拓扑( b ) 无隔离变压器型双管变换器拓扑 图1 2 双开关管类d c d c 变换拓扑 ( 1 )无隔离变压器 浙江大学硕士学位论文 将( a ) 中变压器及副边电路忽略，即得到非隔离型双管变换器电路。( b ) 中显示了由 此获得的三种电路。例如：若v l 为输入电压，v 3 为输出电容，则为一个b u c k 电路，此时 s 2 可以是二极管替代，、也可以为同步整流管。 ( 2 )隔离型变换器 下图显示了三种可应用于低电压输出的副边整流方式，将其替代图2 一( b ) 中的电感 即可得隔离型变换器。 a )b )c ) 图1 3 三种输出整流电路 ( a ) 半桥变换器( b ) 有源钳位电路 图卜4 隔离型变换器中的两种拓扑 图1 - 4 ( a ) 为变换得到的半桥变换器。它与推挽和全桥相比，内在具有抗变压器偏磁的 能力，利用输入电容的充放电特性自动调整电容c 1 和c 2 上的电压，使变换器在工作周期 的正负半周伏秒平衡，因此在中、大功率范围内受到青睐。它可以工作在常规的对称控制( 上 下两管方波宽度相等) 和不对称控制( 上下两管方波互补) 两种模式下。不对称控制中，输 出电压的脉动减小，而且可以不通过增加器件而获得z v s 效果，在一定工作条件下很有优 势。为了使电路能够工作在占空比接近0 5 ，从而克服占空比不对称引起的输出脉动增加、 通态损耗增加等缺点，可以采用变压器变比的特殊设计，使工作占空比接近0 5 。带倍流器 的半桥变换器是一种特别适合高输入电压、低输出电压、大输出电流应用场合的变换器【4 “， 倍流器将磁性元件电流减半，使低输出电压、大输出电流能获得高效率。( b ) 为由图1 - 2 变 化得到的有源箝位电路，其中的c i 、c 2 可以简化为一个电容 1 2 2 全桥变换器( f u l lb r i d g ec o n v e r t e r ) 全桥变换器是目前国内外d c d c 变换器中最常用的电路拓扑之一，在中，大功率场 合更是首选拓扑。这主要是考虑到它具有开关器件电压应力、电流应力较小，功率变压器的 利用率高等明显的优点。 全桥变换器有三种控制方式：常规脉宽调制( p w m ) 方式、有限双极性控制方式和 移相控制方式( p h a s e s h i l l i n g c o n t r 0 1 ) 方式，三种控制方式的控制脉冲如图1 5 所示。 ( 1 )常规p w m 控制方式( 也称双极性控制方式) - 4 - 浙江大学硕士学位论文 该控制方式中，变换器对角线上的开关 同时导通，同时关断，两对开关由驱动电路以 p w m 方式控制交替开通和关断，开通时间均不 超过半个周期。功率变换器通过中断功率流和控 制占空比的方法实现功率控制，变换器开关频率 恒定，开关工作在硬开关方式下，受到变换器杂 散参数的影响，开关管在开关过程中会产生较大 肼j 好3 t j 晶 。_ r c 丰叫 ii l 图1 - 5 全桥变换器 的电流和电压尖峰，因此需要较大的安全工作区和附加缓冲电路，开关损耗大，使频率无法 提高。 厂 、 。 厂 p 二厂 一 广j _ -广 一 一i ( a ) 常规p w m 控制( b ) 有限双极性控制( c ) 移相控制方式 图1 - 6 全桥变换器的三种控制方式 ( 2 )有限双极性控制 这种控制方式的特点是：电路中一个桥臂的两个开关管( 如k 2 、k 3 ) 互补导通，并 且每个开关管导通1 8 0 0 。另一个桥臂的两个开关管( 如k i 、k 4 ) 的占空比可调。采用这种 控制方式可以实现超前臂开关的零电压开关( z v s ) ，滞后臂的零电流开关( z c s ) ，特别适 合于i g b t 作为滞后臂的全桥变换器，可以有效克服i g b t 的拖尾电流的影响。 ( 3 )移相控制方式 移相p w m 控制方式是控制型软开关技术在全桥变换器中的典型应用( 所谓控制型软 开关技术就是在不改变硬开关p w k l 变换拓扑的前提下，仅通过控制方法的改变实现拓扑软开 关工作的技术。根本思想是将硬开关p 删拓扑的两态开关模式( 通态和断态) 通过控制方法 变为三态开关工作模式( 通态、断态和续流态) 。在续流态中实现开关管的软开关。该类技 术的典型应用就是采用移相控制得到的全桥移相式零电压开关d c d c 变换器和双有源桥零 电压开关d c d c 变换器( d a b z v s p 删d c d c ) ) 。 该方式的基本工作原理是每个桥臂的两个开关管互补导通，两桥臂间移相一个角度， 通过控制移相角，来调节输出电压脉冲宽度，从而达到调节输出电压的目的。 全桥移相z v s p w md c d c 变换拓扑自出现以来刚“】，因如下优点而受到普遍关注 和广泛研究： 充分利用电路中的寄生参数( 开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感) ，实现 有源开关器件的零电压开关。 功率拓扑结构简单。和硬开关全桥p w md c d c 变换一样，无需任何辅助元件。 浙江大学硕士学位论文 。功率半导体器件的低电压应力和电流应力。 有源开关器件的定频z v s p w m 软开关。 o 移相式控制电路简单。 全桥移相z v s p w m 变换器具有以上优点，也依然存在如下缺点： 占空比丢失( d u t y c y c l e 1 0 s s ) o 变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡。 o 拓扑只能在轻载到满载的负载范围内实现零电压软开关。 针对以上问题，目前有关该拓扑的研究及成果主要集中在以下四个方面： 减小副边二极管上的电压振荡，实现其软开关工作i l ” 减小拓扑占空比丢失 0 增大拓扑零电压软开关的负载适应范围。i l ” 循环电流的减小和系统通态损耗的降低。【2 0 】【2 l 】 图1 7 ( a ) 中为在变压器原边串联电感，增大变压器的漏感l l c | k ，以增加用来对开关 输出电容充放电能量的全桥移相变换器。该方法具有较大的循环能量，变换器的导通损耗大， 而且增加占空比的丢失( 将在第二章中对其进行讨论) 。( b ) 中，原边串联饱和电感可以增 大变换器零电压开关的范围，减小占空比的损失和减小变压器副边的寄生振荡。但是，饱和 电感工作在正、负饱和值之间，而且频率很高，使得饱和电感的损耗较大，一个解决方法是 将饱和电感串联在副边整流二极管的阳极，使它只工作在磁化曲线的第一象限，以减小损耗。 占空比的减小也可以通过增加有源器件来帮助主开关器件实现零电压开通和关断。辅助开关 只工作一段时间，在这段时间中，电流从主开关流到辅助开关。它存在以下问题：1 、辅助 开关工作在硬开关模式，引起附加损耗和电磁干扰；2 、电路结构和控制复杂，辅助电路和 主电路不好优化和集成。3 、电路中存在高频振荡。4 、驱动电路复杂。 l l l d l l ld r 3 c _ d k d i i 2d 附 1 d d l a i d 刊q 则e一l 2= q 生j 付 - _ jj k j ! 凛。零磊亚 d i l ld i i 3 i f穗l r 硐： -_ d l 一 士土 毪h 剑自下划臼丁 ( a 1z v s 全桥移相变换器( b ) 带饱和电感的z v s 全桥变换器 图1 7z v s 全桥移相变换器 该拓扑中有源开关器件一般选择功率m o s f e t s 。若采用i g b t s 作为开关器件，为降 低其关断拖尾电流带来的关断损耗，就必须在开关管上并联大的吸收电容。这样，将导致滞 后臂( 1 a g g i n g - l e g ) 难以实现零电压开关，即降低软开关的负载适应范围。为了保证超前臂 ( 1 e a d i n g 1 e g ) 软开关负载适应范围不变，大的并联电容必将增大桥臂开关管之间的死区时 6 浙江大学硕士学位论文 间，从而减小拓扑工作的最大占空比。因此适合i g b t 应用的零电压、零电流( z v z c s ) p w m 变换器随之发展起来。这种变换器中，超前臂实现零电压开关，滞后臂实现零电流开 关，从而可以解决基本z v s 全桥移相变换器中滞后臂实现零电压开关困难的问题。零电流 是在原边电压过零期间，使原边电流复位而实现的。图1 - 8 ( a ) 中，变压器原边采用隔直电 容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压，使原边电流 复位，为滞后臂提供零电流开关的条件【4 ”，但是这种变换器超前臂关断之后换流为振荡电 流，过零后反向增加，为消除反向环流，【4 4 】中提出了在滞后臂加二极管，利用二极管阻止 原边电流过零后反向增加( 如图1 8 ( b 】) 。 的问题。但是该变换器也存在一些缺点： 图1 _ 9z c s 全桥变换器 滞后臂不易实现零电流关断，谐振电容的存在使得副边输出电流存在占空比丢失。 图1 1 0 中，将不控半桥电路和全桥移相z v s 相结合，获得了全负载范围z v s 的混 合型变换器而保持开关管仍为四个。从它的工作波形中，可以看到，副边滤波电感上获得了 几近理想的电压波形。该波形的改善有助于减小输出电感体积，提高功率密度。该拓扑适合 于中、大功率场合的应用。缺点是：该拓扑需要两个变压器和两个电容”。文章 4 8 】中，将 两个隔直电容换成了m o s f e t ，主要优点是大大减小了输入侧滤波电容上电流纹波，同时， 1 浙江大学硕士学位论文 广 il 7 l r 一 i1 l 一 7 - - _ h - _ 。h _ 。 j l ， = 1 ：f ：f 。 图1 1 0 不控半桥与全桥移相结合获得z v s 即使在电路过载或启动时，每个开关器件开通时间均为5 0 ，保证了这些情况下也能获 得z v s 效果。在有些文献中】，利用倍流技术获得全桥移相电路宽范围z v s 的效果，而且 副边整流二极管为自然换流，消除了寄生振荡，这类变换器缺点是对变压器设计要求较高。 1 2 3 z v s 全桥移相变换器开发及应用 z v s 移相全桥变换器现在在功率大于4 0 0 w 的工业中应用很普遍。早在1 9 8 8 年g e 公司r a f i s h e r 等就报导了三路输出( 5 v 、1 5 v 、2 5 v ) 的2 5 0 w 零电压开关全桥移相变换 器，开关频率5 0 0 k h z ，功率密度3 7 w 一，效率9 0 。 1 9 8 9 年i b m 公司w a i t e r s 、p o l i v k a 等报导了在分布式军用计算机电源中高密度模块使 用z v s - p w l v l 全桥变换器，输出2 2 0 w ，5 v ，输入2 7 0 v 。开关频率2 0 0 k h z ，设计要求功 率密度1 0 w i n 3 ，满载时变换器效率为7 7 。同年，美国麻省理工学院m w e e n s 等报导用 z v s p w m 全桥变换器作为分布式电源系统的前置d c - d c 变换器。输出l k w ，4 0 v ，输入 1 9 0 3 8 0 v ，开关频率5 0 0 k h z ，满载效率9 0 。 1 9 9 4 年加拿大北方电信( n o r t h e r nt e l e c o m ) 公司开发z v s p w m 全桥变换器型开关 整流器。输出1 5 k w ，5 4 v ；输入电压1 7 5 2 6 4 v a c ；输入功率因数0 9 9 ，电流谐波畸变率 ( t h d ) ( 3 ；效率 0 9 。与同类p w m 开关整流器相比，尺寸、重量下降4 0 。我国台北 d e l t a ( 台达) 电子公司推出的z v s - p w m 型全桥变换器1 0 0 a 4 8 va c d c 开关整流器，开关频 率5 0 k h z ，效率9 0 ，输入端功率因数0 9 。 1 3 本文的选题意义和主要工作 1 3 1选题意义 全桥移相变换器成为目前中大功率变换器中应用最多的拓扑之一，得到了广泛的研究。 它在不改变拓扑结构的基础上，通过控制方法实现了全桥变换器开关器件的零电压开关，但 自身的一些弱点限制了更广泛的应用。软开关技术的研究必须结合实际，只有在生产中找到 应用，研究才有价值。若能在保证零电压开关的前提下，减小占空比丢失，抑制副边二极管 上的寄生振荡而又不使电路结构过于复杂，将使全桥移相变换器在生产中获得更广泛的应 8 浙江大学硕士学位论文 用。这正是本文研究的出发点。 1 3 2 本文所做主要工作 本文主要有以下几个方面的工作： 1 对z v s 移相全桥变换器的特性进行了研究。 2 针对实际应用中的缺陷，采用辅助网络与原边二极管箝位相结合的拓扑结构， 获得全负载范围z v s 的效果并且减小了占空比丢失，有效抑制了副边二极管 上的寄生振荡，而且方法简单易行。 3 利用全桥移相变换器的小信号模型指导控制环节的设计。 4 对最大均流法控制下的多模块并联运行的均流稳定性进行了分析。 5 开发了单相输入，2 2 0 v d c 1 0 a 输出的电力操作电源模块，并获得了实际应用。 9 - 浙江大学硕士学位论文 第二章零电压开关全桥移相变换器 全桥移相变换器的软开关方式如前所述，可分为z v s 、z c s 和z v z c s 方式。本文 针对z v s 全桥移相变换器进行分析。图( 2 - 1 ) 为它的电路拓扑。其中，q l ，q 3 分别超前 q 4 ，q 2 一个相位，即：q 1 ，q 3 组成桥路的超前臂，而q 4 ，q 2 则组成滞后臂。 ( a ) 电路拓扑 d r ld r 2 l 一一 l l c c - r = d l l d r 3d r 4 qi li ；岛llll ai i l ：! ； li ； 一 幺；i岛 ；么 ； j 了 d _ ，。一 穷f | i 氧 7 i 。|卜y 卜； ； ； i励i 肛慕缪x ( b )工作波形 图2 一l 全桥移相电路及工作波形 2 1 全桥移相变换器电路及工作原理 首先，为便于分析，做如下假设： ( 1 ) 所有开关管、二极管均为理想器件 ( 2 ) 所有电感、电容、变压器均为理想器件且有c 1 = c 2 = c 产c 4 = c p ( 3 ) l n 2 l k ，其中，n = n 。洲。 = l k ，为变压器副原边匝比，l k 为原边谐 振电感( 一般为变压器漏感l i c - l c 和辅助换向电感l c 之和。) 根据全桥变换器的工作状态，可分为7 个工作模式分析 2 1 ： 1 0 浙江大学硕士学位论文 ( a ) t o 时刻 ( b ) 【t o ，t 1 】时间段 臻隅划茸耳导 ip 山 k 御 邑t l ( c ) 【t l ，t 2 】时刻( d ) 【t 21 3 】时刻 嚣丰。鬻 、粪 一辩t 划料r 蒋 卸。 k 哪 邑；。t 1 ( c ) 【k h 】时刻 图2 2 各开关状态的等效电路 ( f ) 【t 4 ，t 5 】时刻 塑望奎堂堡主堂垡笙壅 ( 1 ) 初始状态( t o 时刻) 在t 。时刻，q 1 和q 4 导通。原边电流由电源正经q 1 、谐振电感l k ，变压器原边绕 组以及0 4 ，最后回到电源负。副边电流回路是：副边绕组回路由整流管d r l 、输出滤波电 感l 、输出滤波电容c 与负载r 以及d r 4 构成。此时原边电流为最大值： i p ( t o ) = i p = n i l ( t o ) ( 2 1 ) ( 2 ) 状态1 ( t o ，t 1 时刻) t o 时刻关断q 1 ，原边电流从q 1 中转移到c 3 和c 1 支路中，设计时激磁电感l m 值一 般都尽量取大，因此，此时副边电感l 和原边h 共同作用，和c 1 、c 3 谐振工作。此时有： i p ( t ) = l p c o s ( f t o ) ( 2 2 ) 式中，乙1 = v 。1 ( t ) = z p l i 口s i no d ( t t o ) ( 2 3 ) v o w ( t ) = v m z p l i p s i n c o ( t t o ) 再z 焉 以 = = = = = 2 0 三 ( 2 4 ) 在t 1 时刻，c 3 的电压下降到零，q 3 的反并二极管d 3 自然导通，从而结束开关模态1 该模态的时间为： 舻扣1 矗 1 = 一s m c o 一，n 圪2 0 。兰苴 ( 2 5 ) p 由上式可以看出，当超前臂换流时，输出滤波电感l 和原边谐振电感l k 共同作用， 由于l 很大，使i p 近似不变为i 。，恒流给c 1 、c 3 充放电。因此超前臂易实现软开关。 ( 3 ) 状态2 ( t l ，t 2 时刻) 此时开通q 3 ，原边电流方向不变，仍由d 3 流通。由于是在d 3 导通时开通q 3 ，所 以q 3 是零电压开通，条件是满足q 3 、q 1 驱动信号之间的死区时间t d a 。d t 0 1 。在这段时间 里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流，即： i p ( t ) = i 1 i l ( f ) 在t 2 时刻，原边电流下降到1 2 ，近似为： 1 2 - - ，一n 孥( 1 - d ) 三 ( 2 6 ) 1 2 - 浙江大学硕士学位论文 这里d 为占空比 定义为手意。其中乙为一个开关周期内q 1 、q 4 或q 2 、q 3 共同导通的时间，t 为一个开关周期。 ( 4 ) 状态3 ( t 2 ，t 3 时刻) t 2 时刻关断q 4 ，原边电流i 。向c 2 、c 4 充放电，此时v a b = - - v c 4 ，副边整流桥d r i - d r 4 同时导通，使得v a b 直接加在谐振电感l r 上。因此这段时间里实际上谐振电感和c 2 、c 4 在谐振工作，因此有： i p ( t ) = 2 c o s ( o ( t t 2 )( 2 7 ) v o , ( t ) = z e 2 1 2 s i nd o ( t t 2 ) ( 2 8 ) v 0 2 ( 0 2 v m z l u l 2 s i n d o ( 1 一t 2 )( 29 ) 式中，z d 2 = 1 2 ：= = = = 一 2 0 t 在t ；时刻，c2 的电压下降到零，q2 的反并二极管d2 自然导通，这段时间为： 鲈i 国s i n - 1 去 偿 ( 5 ) 状态4 ( t 3 ，t 4 时刻) ， 此阶段导通q 2 ，将使q 2 零电压开通。条件是q 2 、q 4 驱动信号之间的死区时间 t d ( 1 。) t 2 3 ，此时原边电流不能突变，仍由d 2 流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。 由于副边整流管换流，因此变压器原边绕组电压为零，这样电源电压v m 加在谐振电感两端， 原边电流线性下降，有： i p ( t ) = i p ( t 3 ) 一二 ( r t 3 )( 2 1 1 ) l i 可得该时间段： “= h i p ( t 3 ) v 。( 21 2 ) ( 6 ) 状态5 ( t 4 ，t 5 时刻) t 4 时刻，原边电流反向，此时q 2 和q 3 为原边电流提供通路。副边整流桥仍处换流 阶段。因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压v b ，原边电流反向 增加，即有： i p ( t ) 2 一导o t 4 ) ( 2 1 3 ) l t 至t 5 时刻，原边电流达到n i l ( t 5 ) 值，该开关模态结束。此时，整流管d r l 、4 关断，d r 2 、3 流过全部负载电流。开关模态5 的持续时间为： 辱 浙江大学硕士学位论文 一n l i ( f 5 ) 一i 一 ( 7 ) 状态6 ( t 5 ，t 6 时刻) 这段时间内，副边换流已完成，原边电流为 ；羽一蔫警”曲 n 2 圪一n k 一一 三 ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) 在t 6 时刻，q 3 关断，变换器开始另一半个周朝的工作，其工作情况类似于上述的 半个周期。不再赘述。 如果我们定义对角上开关( 如q 1 与q 4 ，q 2 与q 3 ) 导通的状态称为主动模式a ( a c t i v e ) ，功率母线a b 同侧开关( 如q 1 与q 2 ，q 3 与q 4 ) 同时导通的状态称为被动模式 p ( p a s s i v e ) ，则可以发现超前臂的切换仅从主动模式转移到被动模式( a p ) ，而滞后臂的 切换由被动转向主动模式( p a ) 。 2 2z v $ 全桥移相变换器特性 2 2 1副边占空比的丢失嘲 全桥移相变换器的一个特有现象是副边占空比的丢失。产生的原因是：原边电流换 向需要一定时间，即图2 1 中的e t 2 ，t 5 和 t 8 ，t 1 1 时段。在这段时间里，虽然不 为零，但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，输 出vr e c t 电压为零。这样副边就丢失了 2 ，t 5 和e t 8 ，t 1 1 这部分电压方波。如图中阴影 所示。设原边占空比d ，占空比丢失a d ，副边有效占空比de f f ，忽略死区时间，则有： d e f t = d 一d ( 2 。1 6 ) 且：笋2 n ( 2 - t 7 ) 1 1 。n ( k a 1 2 )( 2 1 8 ) 1 2 = n ( i l + 1 1 2 一( 1 - - d ) v o t p 2 l )( 2 1 9 ) 其中：1 为输出滤波电感l 上纹波电流，i l 为负载电流，i i 为t l l 时刻原边电流。 一锵 l i 2 2 面2 n l + ( 2 1 1 , - f f - ( 1 - d ) 争 ( 2 ：0 ) 1 4 浙江大学硕士学位论文 将( 218 ) ，( 2 1 9 ) 代入上式有： 4 呜u 碱( 分等( 争 d ；：旦二一 一n ( 竽) 4 n l s _ _ l ， 。 d e f f = d a d 一面2 n l k ( 2 1 l - 孥- ( t 一硝2 圪丁、 。 1 + 一4 l k f 一生 o 一 垦_ 产 d 晤l “( 1 + 4 争，) ( 2 2 1 ) r 2 2 2 ) ( 2 2 3 ) 其中，r 。= l v n 2 ，= l n 2 ，分别为负载和输出电感折合到原边的值。f 为开关频率。 从式( 2 2 1 ) 中可以知道l k 越大，负载越重，d 越大；v i 越低，d 也越大。d 的产生使d d 减小，为了在负载上得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的匝比。而匝 比的减小，带来两个问题：原边的电流增加，开关管的电流峰值要增加，通态损耗增加； 副边整流桥的耐压值要增加。图2 3 反映了满载情况下( 1 0 = 1 0 a ，n = 1 5 ) 占空比丢失的情 况。 ”粥导毒三南z 毒乙l 7 r，月 黝菇艺垤 ；铲鹣 觑移1 。辽糍， f = - - 5 d ：k h z i 一。 二 f = - - i d i p k h zl 辫 一乍1 5 p k h z l v j r l ：v d c n 2n 3 n 4 占篁盘失n 6 n 7叭8n 91 占空比丢失与频率，谐振电感和输入电压间关系3 、 o 图 0 。m 拍 幅 5 o 浙江大学硕士学位论文 显然，如果采用谐振电感储能方式来实现滞后臂z v s ，而不采取辅助措施，势必引 起占空比丢失严重，从而限制了工作频率。如图可见，当谐振电感仅为l o u h 时，开关频率 在1 5 0 k h z 就至少损失了2 0 的占空比。 2 2 2 死区的设置及工作频率的选择 由工作原理分析可知，滞后臂和超前臂实现z v s 的机理并不一样，因此死区的设置 也有所差异。 1 超前臂死区设置 超前臂容易实现z v s ，此时给c 1 、c 3 充放电的能量来自原边谐振电感和输出电感。 由于输出电感l 的作用，c 1 、c 3 可看作恒流充放电，同时，考虑到变压器的原边绕组电容， 还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容c t r 上的电荷。超前臂死区时间的设置可由 下式决定： i 。乜刊 4 c m o s v m 斗c 1 r v m( 2 2 4 ) 其中，c m o s 为m o s f e t 结电容，它反比于两端电压的平方根吼后一项为相应于抽 走变压器原边绕组寄生电容c r r 上电荷的能量。 2 滞后臂死区设置 5 1 】 对于滞后臂q 2 、q 4 来说，由于副边二极管换流，因此只是利用l k 上的能量来实现 z v s ，即须满足： 11 e = 寺l k l 2 2 c p v 0 + 妄c t r v i n 2 ( 2 2 5 ) zz 将( 2 6 ) 代入上式有： 护再+ n 弘。连 l k( u h ) ( a ) v m 、v o 、l k 对滞后臂软开关范围的影响( b ) 其他条件恒定下，k 对滞后臂z v s 范围的影响 ( v 泸3 1 0 v v o = 2 2 0 v “) 图2 3 影响滞后臂z v s 范围的因素 1 6 浙江大学硕士学位论文 吼p i11,1瓢2 1 + 扣。，i t f 2 ，2 7 ) 上式反映了滞后臂实现z v s 的负载电流临界条件。可见，l k 越大，v 。越小，z v s 的范围 就越宽。图2 - 3 反映了输出电感l = 2 0 0 h ，n = 1 5 ，开关频率f = - 1 0 0 k h z 时，输入输出电压、 谐振电感对滞后臂实现z v s 的范围影响，( 这里忽略了激磁电流的影响，取c t r = 2 n f ，c m o s = 7 5 0 p f ) 。通过增加谐振电感l k ，一方面可以拓展滞后臂z v s 的范围，另一方面，加剧了 副边寄生振荡，增加了占空比丢失。 3 工作频率的选择【5 l 】 前面提到了工作频率的限制。一般情况下，当给定功率，输入、输出电压和最大占空 比d 副原边匝比n 时，工作频率f 与谐振电感必须满足下式： ， d = d , f f ( 1 + 4 等厂) d 一1 若取d 。近似为l ，则有： f 垡 4 n i l k i ， 即，最大工作频率f 受谐振电感l k 的限制。l k 越大，d 越大，工作频率上限越低， 为满足输出条件，就必须减小原副边匝比即增大n 。另一种情况下，当输出电压v o 不变时， 提高输入点电压可以减小n 值，从而提高工作频率范围。如在没有p f c 情况下，为满足输 入电网电压的波动，工作频率限制在2 0 0 k h z 以下，而在引入p f c ，使v 。维持在较高电压 如4 0 0 v d 。，则可以提升工作频率到3 0 0 k h z 以上。 提高开关频率可以减小电源模块的体积，但相应也会导致效率的降低，下图是在工作 频率允许范围内，理论估算的效率曲线( 电路参数为：v 。= 3 1 0 v d c ，额定输出v o = 2 2 0 v d c ， l o = 1 0 a ，主管取s t w 4 5 n m 5 0 ，副边二极管为d s e p 6 0 1 2 c r ，磁芯取e e 6 5 ( l p 2 ) ， n 。：n 。= 1 8 ：1 2 ，l k = 6 u h 。全桥移相变换器的损耗分析见附录c ) 。 图2 - 4z v s 全桥移相变换器效率与频率关系 1 7 浙江大学硕士学位论文 2 2 3 减小副边二极管的寄生振荡 高电压和功率等级场合下的变换器，其寄生参数对工作影响很大。变压器绕组的寄生 电容在m o s f e t 结电容充放电的同时也须充放电，这无疑提高了z v s 的临界点。变压器的 设计应尽量减小寄生电容。 变压器寄生电容，谐振电感以及副边二极管特性共同作用，使二极管关断时产生振荡。 即使使用快恢复二极管，反向恢复峰值电压也可以 达到副边电压的3 倍。因此必须采取有效的措施， 归纳起来大致有以下几种： r c 吸收网络 该吸收网络为有损吸收，它将二极管的关断 损耗转移到了r c 缓冲网络，不利于提高变换器的 效率。 or c d 吸收电路 该方法将副边整流桥上电压箝在适当的电压 值同时回馈一部分能量，与前者相比吸收电路损耗 有所减小。 o 能量回馈吸收电路【9 】 能量回馈吸收电路可以减小原边环路电流， 从而降低通态损耗，该方法使滞后臂易实现z c s ， 而不适于z v s 。 主动箝位电路1 1 0 】 该电路将整流桥上的电压箝在略高于n 的电压值，而且可做到q s 零电压开关，损耗较低。 缺点是比较复杂，增加了一套控制、驱动电路。 o 第三绕组侧加二极管缓冲电路【l l 】【1 2 】 该电路增加了一个绕组，四个二极管和一 个电容，能够把副边电压箝位在v 曲2 3 ，其中n 2 3 是副边和辅助绕组的匝比。 o 原边侧加二极管缓冲电路 该电路类似于o ，特点是结构简单。后面 将详细讨论该缓冲电路的特点。 2 2 4 直流分量的抑制2 】 在z v s 全桥移相变换器的实际应用中 - 1 8 - 铆随醐 l 蠲 一 甚讳 - i 主动箝位电路 一划擞 拷 i 刊d 霉 l 上 a i u 一肌 衅件 。划拇 il o 第三绕组侧加二极管缓冲电路 ld 世 i d 幢 盛。je f 一幅7 ji 一栩 lll 原边侧加二极管缓冲电路 图2 - 4 副边二极管尖峰的抑制 浙江大学硕士学位论文 v a b 不可能是纯粹的交流电压，总会由于通态压降、占空比等因素的差异和非对称性产生直 流分量。该直流分量长期作用会导致磁芯磁化直至饱和，因此必须加以抑制。可以通过变压 器原边串接隔直电容或采用电