（电力电子与电力传动专业论文）三相pwm整流器及其控制策略研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 i 页 a b s t r a c t e l i m i n a t i n gh a r m o n i cp o l l u t i o na n di m p r o v i n gp o w e rf a c t o rjs a ne s s e n t i a lp a r to ft h ep o w e re l e c t r o n i c sr e s e a r c h i n gf i e l d b e c a u s ep w mr e c t i f i e rh a v et h ev i r t u e s ：h i g hp o w e rf a c t o ra n d b i d i r e c t i o n a lt r a n s m i s s i o no fp o w e r ，t h es t u d yo ft h et h r e e p h a s e p w mr e c t i f i e ra p p l y i n gt om e d i u ma n d1 a r g ep o w e ri sb e c o m i n go n e o ft h es t u d y i n gh o t s p o t so ni n t e r n a t i o n a la n dn a t i r e s oi ti s e s s e n t i a lt os t u d yt h ec o n t r o l s t r a t e g y f i r s t l y ，t h ep a p e rd is c u s s e st h ep r i n c i p l eo ft h et h r e e p h a s e v o l t a g es o u r c er e c t i f i e r ( v s r ) o nt h e b a s i so f d e r i v i n g t h e r e c t i f i e r sm a t h e m a t i c a lm o d e l ，t h ec o n t r o lw a y sa r es u m m a r iz e d a n dt h e i rf e a t u r e sa r ep o i n t e do u t t h ep a p e rw o r ka tt h ec o n t r o l a l g o r i t h m sm o s t l y t h et h e o r ya n dt h ec o n t r o lw a yo ft h ev o l t a g e s p a c ev e c t o rp w m ( s v p w m ) a r ed e s c r i b e di nd e t a il a n dp r e s e n t s t w oc o n t r o lw a y sb a s e do ns v p w m o n ei s c h a n g i n gt h ep a r t i t i o n o ft h ev e c t o rs e c t o r a n o t h e ri sa d o p t i n gn o n s t a n d a r dv e t t i c a l r e f e r e n c ef r a m et o j u d g e t h ev e c t o rs e c t o ra n dc a l c u l a t et h e a c t i o nt i m e b o t ht h ew a y sm a k et h ec a l c u l a t el o a do ft h es v p w m r e d u c e da n dm o r ee a s i l yd i g i t a l t h e nb e c a u s eo ft h en o n 一1 i n eo f t h ep w mr e c t i f je r t h ep a p e rd e s c r i b e st h ec o n t r o ll a wb a s e do i l l y a p u n o v ss t a b i l i t yt h e o r y i ti ss h o w nt h a tt h er e c t i f i e rc a n b es t a b i l i z e dg l o b a l i ff o rl a r g e s i g n a ld i s t u r b a n c e s i nt h ep a p e r ，t h ed e s i g n i n gm e t h o do ft h ep a r a m e t e ro ft h e m a i nc i r e u i ti sa l s od e s c r i b e d a t l a s t ，t h ew h o l es i m u l a t i o n m o d u l eo fc o n t r o l s y s t e m i sb u i l t u p u n d e rt h e p o w e r m a t l a b s i m u l i n kp l a t f o r ma n dt h ea b o v es e v e r a lw a y sa r eu s e di n t h es i m u l a t i o nm o d u l e t h er e s u l to ft h es i m u l a t i o np r o v e s t h a t t h ec o n t r o lw a y sa r er i g h ta n df e a s i b l e k e yw o r d sp w mr e c t i f i e r ：s p a c ev e c t o rp w m ：c o n t r o l a l g o r i t h m p o w e rf a c t o r 西南交通大学硕士研究生学位论文第l 页 第1 章绪论 随着电力电子技术的发展以及人们对公用电网谐波污染的日益关注，p w m 整流技术取得了飞速的发展，已经成为电力电子领域中不可缺少的一部分， 它对提高电力电子装置的性能，推动电力电子技术的发展起着重要的作用。 1 1 课题研究的背景及意义 各种各样的电力电子装置在日常生产和生活中已经得到了越来越广泛使 用，整流器作为公共电网与电力电子装置的接口器件，在整个电力电子装置 中所占比例很大，绝大多数d c 电源都需通过a c 电源整流来获取，整流器的 性能将直接影响到公共电网的运行和用电质量。目前，大部分的电力电子装 置所使用的直流电源是通过不控整流或相控整流得到的，这些设备在运行中 对电网注入了大量的谐波和无功，造成了严重的电网污染。由此引起的公用 电网谐波污染问题逐渐受到了人们的重视。国际电工委员会( i e c ) 制定的 i e e e 5 5 5 - - 2 标准对用电装置的功率因数和波形失真度作了具体的限制，欧洲 也制定了相应的i e c 一1 0 0 0 3 2 标准，我国国家技术监督局也于1 9 9 4 年颁 布了电能质量公用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) 。常规二极管整流或相 控整流存在功率因数低、交流侧输入电流严重畸变等缺点，绘公用电网带来 大量谐波污染，已经不符合这些新的规定。高功率因数p w m 整流器具有交流 输入侧电流波形趋于正弦化、功率因数高、能量回馈等优点，近年来受到广 大科研人员的广泛关注，因而得到飞速发展。我国对这一技术的研究起步较 晚，对p w m 整流技术的工程应用研究还有待继续深入“1 。 1 2 整流技术发展现状 在所有的电能基本转换形式中，a t d e 最早出现，自2 0 世纪2 0 年代迄 今已经经历了以下几个发展阶段例： 旋转式交流机组( 电动机一发电机组) 静止式离子整流器( 由充气闸流管和汞弧整流管组成) r 低频型( 相位控制) 静止式半导体整流器 l 高频型( p y m 控制) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 旋转式变流机组和离子式整流器的经济技术指标均不及半导体整流器， 因而已被取代。经典的二极管不可控整流主回路电路简单，但是电流中含有 较大的谐波分量，对电网构成污染，引起公害；而且，它只能单方向传递能 量，节能性差，现在多用于变频器中整流部分无需控制的场合。 按照电路中变流器件开关频率的高低，所有的半导体变流电路可以分为 低频和高频两大类。对于整流电路，低频电路指传统的相控式整流电路，到 目前为止，它是半导体变流电路中历时最长、技术最成熟、应用最广泛的一 种电路，而高频电路是指近年来才发展起来的p w m 斩控式整流电路，是p w m 控制技术在整流领域的延伸，是所有半导体变流电路中的一种新型电路。本 章主要以介绍后种电路为主。 整流电路的理想状态2 1 ： 1 网侧功率因数 = 1 ，设网侧电压为： u 一u s i n o ) t 则应有：f ；，s i n 甜 相当于网侧电流0 无畸变且与u 。同相，电网对整流电路只提供有功功 率。 2 负载侧电压m 。u 。( 电压型) 或输出电流f 。；。( 电流型) 。 3 实现输出电压的快速调节。 4 具有双向传递能量的能力：当电网向负载输送电能时，电路工作于整 流模式，输出功率p 。，0 ：当负载向电网反馈电能时，电路工作于逆变模式。 输出功率p 。 0 即电压处于正半周时，电流增加，桥中d 1 和t 2 导通( 开 关状态为1 1 ) 或者t 3 和d 4 导通( 开关状态为0 0 ) ：当m 。 0 或“。 0 ；或者t i t 4 导通， i 。c0 ；储存在电感中的能量逐渐流向负载和电容，电流f 。下降 u 。，0 ，通过d l 和d 4 形成回路，且s 2 、s 3 同时关断。一方面给电容充电， 使碍直流电压上升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过电容形成低 阻抗回路；另一方面给负载提供恒定的电流，并满足关系式： 哮钱飞 江， 在任意瞬间，电路只能工作于上述开关模式中的一种。在不同时区，可 以工作于不同模式，以保证输出电流的双向流动，即实现能量双向流动。从 单相工作原理可以看到当电容充电时，主要依靠i g b t 并联的二极管工作，输 入电感释放能量，输入电流变化取决于输入电压正负：当电容放电时，主要 依靠i g b t 本身和二极管工作，输入电感储存能量，输入电流的变化同样取决 于输入电压正负。这是b o o s t 型电路拓扑和i g s t 所决定的工作方式。 2 2 电压型p w m 整流器的拓扑 拓扑结构是进行理论分析的基础，下面介绍几种能量双向流动的p 帆整 流器的拓扑结构。 2 。2 。1 单相半桥、全桥p w m 整流器拓扑 图2 7 ( a ) 、( b ) 分别是单相半桥和单相全桥电路拓扑结构。两者交流 侧的结构相同，交流侧的电感主要用以滤除电流谐波。 单相半桥p 州整流器如图2 7 ( a ) 所示，只有一个桥臂用了功率开关管， 另一个桥臂由两个电容串联组成，同时电容又作为直流侧储能电容；单相全 桥p 嘲整流器如图2 7 ( b ) 所示，采用了4 个开关管的桥路结构。p w m 整流 器主电路功率开关管必须反向并联一个续流二极管，使无功流通。通过比较， 半桥电路具有较简单的主电路结构，且功率开关管数只有全桥电路的一半， 西口! 奎堕奎兰堕圭堡窒兰兰垡笙窒 塑! ! 夏 _ _ 一一。 成本较低，常用于低成本、小功率场合。进一步研究表明，在相同的交流侧 电路参数条件下，要使单相半桥p w m 整流器以及全桥p _ l v m 整流器获得同样的 交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥电路直流电压的两倍，因 此功率开关管耐压要求提高。为使半桥电路的电容中点电压电位不变，要求 采取均压措施，可见单相半桥p w m 整流器的控制相对复杂。 ( a ) 单相半桥 ( b ) 单相全桥 图2 7 单相p w m 整流器 2 2 2 三相半桥、全桥p w m 整流器拓扑 髫ia1 j 1 f 。： = r l 。查a 。jic ： j lll 0 0 0 ( a ) 三相半桥 ( b ) 三相全桥 图2 8 三相p w m 整流器 西南交通大学硕士研究生学位论文第l7 页 图2 8 ( a ) 为三相半桥p w m 整流器拓扑结构，其交流侧采用三相对称 无中线连接方式，采用了6 个功率开关管，这是最常用的三相p w m 整流器拓 扑结构。三相半桥p w m 整流器较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平 衡时，控制性能将恶化，甚至发生故障。为克服这个不足，采用三相全桥p w m 整流器设计，其拓扑结构如图2 8 ( b ) 。其特点是：公共直流母线上连接了 三个独立控制的单相全桥p w m 整流器，并通过变压器连接至电网。因此，三 相全桥p i l l 整流器实际上是由三个独立的单相全桥p 1 】y m 整流器组合而成的， 当电网不平衡时，不会严重影响p 喇整流器控制性能，由于三相全桥电路所 需的功率开关管是三相半桥电路的两倍，三相全桥电路一般较少采用。 2 2 3 = t 目- - 电平p w m 整流器拓扑 图2 9 三相三电平p w m 整流器 + 上述的p w m 整流器结构都属于二电平结构。二电平结构的不足之处在于， 当其应用于高压场合时，需使用高反压的功率开关管或将多个功率开关管串 联使用。此外，由于p w m 整流器交流侧输出电压总在二电平上切换，当开关 频率不高时，将导致谐波含量相对较大。三电平可以克服这些问题，它在提 高耐压等级的同时，降低了交流谐波电压、电流，从而改善了网侧电流波形。 图2 - 9 为三相三电平p 啊整流器电路，所需的功率开关元件比二电平时成倍 增加，控制的复杂度增加，这是三电平的不足。为了更好地适应高压大功率 应用，并降低输出电压谐波，有人设计了多电平结构。 2 2 4 基于软开关调制的p w m 整流器拓扑 图2 一l o 为三相软开关p w m 整流器电路，桥式并联谐振网络由谐振电感 。堕壹窒望查兰堡主塑壅竺堂焦笙壅 塑! ! 蔓 _ _ _ _ _ _ - - - _ _ _ - _ _ _ - _ _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ _ _ _ - _ 一 l r 、谐振电容c r 、功率开关v ，以及续流二极管d ，、d 。组成；v 9 和d 。为直 流侧开关，主要作用是将直流侧与谐振网络和交流侧隔离。在一定条件下， l r 、c r 产生谐振，并使c r 两端产和零电压，此时，对三相桥功率开关管进 行切换，便可实现软开关p 嘲控制 图2 - - 1 0 三相软开关p w m 整流器拓扑 2 3 三相电压型p w m 整流器的数学模型“、”1 + 建立数学模型是深入分析和研究p w m 整流器的工作机理及动态和静态特 性的重要手段。本节从低频和高频的角度，分别建立了p w m 整流器在三相静 止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系的低频模型和高频模型。 p v r v 整流器低频数学模型是忽略与开关频率相关的高频谐波，基于整流 器基波分析得到的。通过整流器的低频数学模型，可以得出稳态时整流器的 向量图，通过几何图形可以清晰的表示出整流嚣的工作机理和各物理量之间 的关系。当p w m 整流器开关频率远高于电网基波频率时，为简化p w m 整流器 的一般数学描述，可忽略p w m 整流器开关函数描述模型中的高频分量，即只 考虑其中的低频分量，从而获得低频模型。低频模型非常适合于控制系统的 设计，并可直接用于控制器设计。但是，由于这类模型略去了开关过程的高 频分量，因丽不能进行精确的动态波形仿真。 p 嘲整流器高频数学模型是基于开关函数建立的，适合于p w m 整流器的 波形仿真。然而高频数学模型包含了开关过程的高频分量，很难用于指导控 制器的设计。 西南交通大学硕士研究生学位论文第l9 页 2 3 1 开关函数描述的三相p w m 整流器一般数学模型 n i u d c 图2 1 1 三相电压型p w m 整流器结构图 图2 1 l 为三相电压型p w m 整流器的主电路拓扑结构，假设主电路的开 关元件视为理想开关，通断可以用开关函数来描述。 为分析方便，首先利用式( 2 - - 2 ) 定义单极性二值逻辑开关函数s 。，利 用基尔霍夫电压定律建立三相p w m 整流器a 相回路电压方程： j i 工詈+ r i 。= “。一( v “- r v n o ) ( 2 - - 8 ) 当v 。导通而u 关断时，5 。= 1 ，且y 。= ；当v 。关断而v a 导通时，5 。= 0 。 且v “= 0 。所以有y “= v 如5 。，式( 2 8 ) 可改写为： 工譬+ r i 。：“。一s 。+ v m ) d f 一 。 同理可得b 相、c 相的电压方程： l 拿+ r i b 一阮+ v n o ) 出 。 7 三等+ 磁u c 一阮。+ ，。) 出 “ 考虑三相对称系统有： ( 2 9 ) ( 2 一1 0 ) ( 2 一1 1 ) “。+ b + “。= 0+ i 6 + i 。= 0( 2 - - 1 2 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第20 页 联立式( 2 9 ) 式( 2 - 1 2 ) ，得 v m 一等。譬 另外，对直流侧电容正极节点处运用基尔霍夫电流定律，得 c 警咆s b + i t s c v “d 。c _ ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 联立式( 2 9 ) 式( 2 1 4 ) ，并引入状态变量z ，则采用单极陛二值逻 辑开关函数描述的三相p w m 整流器一般数学模型的状态方程为： z 齄a x + b u 式( 2 1 5 ) 中：盖= k ，屯，i 。，】r a = z = 一月 o o s d o o工 00 00 _ 10 o1 肛旧 00 5 h s4 一r0 5 f 一5 b 0一r s m s 。 s b s c一、i r l 00 0o 工o oc 00 0o o10 00 生 吃 u 4 。，o ( 2 1 5 ) ；吾；娶 基于开关函数定义得出的此模型称为高频通用数学模型。高频模型能够 西南交通大学硕士研究生学位论文第2l 页 真实的反映整流器的高频运行机理，因此又称为三相电压型p w m 整流器的精 确数学模型。从整流器高频数学模型可以看出，每相输入电流都是由三个开 关函数共同控制的，整流器是一个互相耦含的多阶非线性时变系统。这点和 低频数学模型得出的结论不同，p w m 整流器在低频时表现为一个线性的解耦 系统。 2 3 2a b 0 静止坐标系的低频模型 采用规则采样s p w m 控制，则开关函数可表示如下： s ( t ) 一 。，当“_ 1 ) 即c ( 2 i - 1 - d ) 萼靴小d ) t i t c 1 当( 2 1 - l - d ) t 2 c f “2 1 + 1 - d ) t 2 ( 2 - - 1 6 )22 i 一1 2 ，3 ，4 ，5 式( 2 - 1 6 ) 中，t 为p w m 开关周期；d 寺s 1 为占空比；i 为采样点。 将开关函数展开成傅立叶级数形式，其傅立叶系数为： a 。= 壬蠡即 f a 。= 0 6 。：( 一1 ) 一三s i 。( 。d ) 因此，开关函数的傅立叶展开式为： 讲薹( 州去s i n ( h a # ) c o s ( 2 r n z r ) ( 2 - - 1 7 ) 对于三相电压型p i i 整流器，每相的开关函数可以表示为： s k ：d f + 妻( 一1 ) n 三s i n ( i t d k = ) c o s 竽f ) 七毗b ，c ( 2 1 8 ) 箭 n 石 l ， 幂然有： 西南交通大学硕士研究生学位论文第22 页 。荟亨t = 。荟 一。磊j ；| | ；c t r2 阼石s m 。d ，c 。s 呜 伽( 2 - - 1 9 ) 将式( 2 - 1 8 ) 、式( 2 - 1 9 ) 结合( 2 1 5 ) 可得： a；a+爿日(2-20) 式( 2 2 0 ) 中：a 。一a 阵中的低频分量 4 中 a li r00 d _ 】l f d 。 0一r0 d 一d 6 00一r d m d 。 d 。d 6d 。 d ”。j 1 。囊y d 4 一彳阵中的高频分量 a x = 0 0 0 d 4 口 0 0 0 d 0 0 0 d 4 。 一k 1 d 。4 d 6 4 d 6 5 o a h 中： 扎= 一薹伽1 ) “寺s i n 小j 1 。荟：1 嘶刎c o s 譬阱 “一扣1 ) ”去s i n ( 咄帅s ( 孚纠k - a , b , c 与之对应，状态变量上可分解为高频分量石和低频分量五，即： x=z+r(2-21) 由式( 2 1 5 ) 可得基于占空比描述的三相p 蹦整流器的一般数学模型为 z ( 避+ 砖) = a l + “) ( 石。+ “) + 占u( 2 2 2 ) 式( 2 - - 2 2 ) 中，低频模型为： 西南交通大学硕士研究生学位论文第23 页 磷= a x + b u ( 2 2 3 ) 高频模型为： z x 口a 胃x + 爿正x 玎+ a 打x j ；f ( 2 2 4 ) 在高频开关频率下，可忽略开关函数的高频谐波成分，可得到三相p w m 整流器的状态空间平均模型( 即低频模型) 。在不引起混淆的情况下可以略去 状态变量的下标，因此，三相p w m 整流器的状态空间平均模型为： z 盛= a x + b u ( 2 2 5 ) 由此可知，状态空间平均模型是开关函数在忽略高次谐波的情况下的简 化结果。可以用来描述三相p w m 整流器在低频状态下的动、静态性能。 从式( 2 1 5 ) 、式( 2 2 2 ) 式( 2 2 5 ) 可以看出，三相p w m 整流器的一 般数学模型为多输入多输出的非线性系统。 2 ，3 3 三相p w m 整流器的d - q 模型 h 图2 1 2 纯阻性负载三相结构图 三相p 眦艇流器在静止坐标系( a ，b ，c ) 下的数学模型具有物理意义清晰、 直观等特点。但是，这种数学模型中三相p i y m 整流器的交流侧均为时变交 流量，园而不利于控制系统设计。为此，通过坐标变换可以将三相静止坐标 系( a ，b ，c ) 下的交流量变换为以电网基波频率同步旋转的( d ，q ) 坐标系下 的直流量，以便于对受控量进行独立控制1 2 7 。因此，了解三相p w m 整流器从 静止坐标系下的模型转换到旋转坐标系d - q 下的数学模型非常有必要。下面 将给出三相p w m 整流器在d - q 坐标系下的模型的建立过程。 图2 一1 2 为带纯阻性负载时的三相p w m 整流器主电路结构图。 为分析方便，首先作以下假设：开关器件为理想元件；忽略开关动 西南交通大学硕士研究生学位论文第24 页 作引起的谐波；输入三相交流电源为正弦波，对称、稳定且无中线连接， 以a 相为参考， 有奠。= u m s i nc o t ， h 6 = u ms i n ( 耐一石) ， “。= u 。s i n ( c o t + 石) 其中“。，“6 ，“。分别为a ，b ，c 三相的相电压，u 。为 电源电压幅值，为电源电压的角频率。 由2 3 1 节可知带纯阻性负载的三相p w m 整流器在开关函数描述下的数 学模型为： c 警2 ；荟 哮咆喇t 吨”j 1 ，娶) ( 2 - - 2 6 ) + 磊，驴。娶一。 式( 2 2 6 ) 中，k = 缸，6 ，c ) 为各相相序，为三相电源的线电流，“。为 三相电源的相电压，掰。为输出直流电压，屯为负载电流，r 为三相电源各相 输入的等值电阻。 通过三相静止坐标系到二相旋转坐标系的变换矩阵可以得到三相p w m 整 流器在二相旋转坐标系d - q 中的数学模型如下1 ： c d 出u d e 一吾”，蚂啪吨 ( 2 2 7 ) 经过坐标旋转变化以后，三相对称静止坐标系中的基波正弦量将转化成 同步旋转坐标系中的直流量，从而简化了控制系统的设计。 一 一 f i 球 h i 芒 戤 尉 + + 0 _ 也 越 + 一 暇i 奶百 l l 西南交通大学硕士研究生学位论文第25 ，页 2 3 4 d - q 模型的线性化 由式( 2 - - 2 7 ) 知三相p w m 在d q 坐标系下的数学模型 在两相同步旋转坐标系中( d ，q ) 中，三相p w m 整流器的开关函数模型表 达式存在两个变量的乘积f 。s ，和屯钆，因此其模型具有典型的非线性特性， 为此，需x 寸- 相p w m 整流器的d q 模型进行线性化处理“2 8 ，“。 忽略三相p w m 整流器桥路自身的损耗，那么，三相p 州整流器输入交流侧 有功功率只。应与输出直流侧功率屹相平衡，即有： 。屹(2-28) 采用等量坐标变换有： ，o 只c 2 主比d + 知 ( 2 2 9 ) 民u d e z d 。叫。c 警+ 譬 ( z s o ) 联立式( 2 - - 2 8 ) 式( 2 3 0 ) ，解得： 。 啦警每小知( 2 - - 3 1 ) 化简得： 缸嘉。知7 3 ( 2 - - 3 2 3 2 )石“乏穹_ 丽畦+ 舌“以+ 石“ 式( 2 3 2 ) 表明：屯、i 。与“。仍然存在非线性关系，不利于控制系统 的设计。因此，可以定义新的变量v ，且令 v=“女2(2-33) 对于三相p w m 整流器交流侧输出电压的d ，q 分量“：、“：有： 比d 鼍5 d “如t d 口= s q t i d e ( 2 3 4 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第26 页 再定义新变量、v ： ( 2 3 5 ) 将式( 2 3 3 ) 、式( 2 3 5 ) 代入式( 2 2 7 ) 和式( 2 3 2 ) 有 石“- 0 ( 2 3 6 ) 显然，对于新变量v 、v 。、v 。，式( 2 3 6 ) 为一组线性微分方程，因而 有利于三相p w m 整流器的控制系统的设计。 【本章小结】对p w m 整流器的工作原理进行了详细分析，介绍了几种p w m 整流器的主电路拓扑，指出了各自的优缺点，最后推导了p w m 整流器在不同 坐标系下的数学模型，为以后各章节的分析奠定了基础。 咖 一 一 如蜥 = = 如 出 出 “ “ 一 一 d 目 “ 比 ； = k ，-，【 。一。1l 3c 0 砖嵋各 素争叶 一 i = 咖一出奶一出暇一出 西南交通大学硕士研究生学位论文 第27 页 第3 章三相p w m 整流器的s v p w m 控制 与普通的s p q v i 相比，基于s v p w l v i 的三相p w m 整流器控制具有如 下优点：1 、三相直流电压利用率提高了1 5 4 ，由于直流电压利用率的提高， 相同直流电压条件下，可以提高三相p w m 整流器网侧电压的设计，相对减 少了三相p w m 整流器网侧电流，降低了整流器网侧及功率开关管导通损耗 。，提高了整流器的运行效率；2 、相同的波形品质条件下，s v p w m 控 制具有较低的开关频率，且平均降低约3 0 “，有效降低了功率开关管的开 关损耗；3 、s v p w m 控制具有更好的动态性能；4 、更易于数字化实现“2 1 。 因而，s v p w m 控制具有很好的研究价值。 3 1 三相p w m 整流器的s v p w m 控制 为了清楚地分析s v p w l v l 控制原理，可把整个控制方案分为三个部分， 即三相电压的区间分配、矢量合成的基本电压矢量选择和控制算法。空间电 压的区间分配直接影响到具体的控制算法，矢量合成基本电压矢量的选择的 不同则关系到开关损耗和谐波分量“7 、。 3 1 1 空间电压矢量分布和区间划分“6 1 三相p w m 整流器空间电压矢量描述了三相p w m 整流器交流侧相电压 ( “u 。，“。) 在复平面上的空间分布。由第2 章分析知： ( 3 - 1 ) ( 3 - 2 ) ( 3 - 3 ) s 。、凡、s 。三相单极性二值逻辑开关函数 出 出 出 m m m 岛 以 如 + + + 屯 + + + 0 0 p 1 3 1 3 1 3 一 一 一 陋 p p 中 = = _ ) 粥23 争 式 西南交通大学硕士研究生学位论文 第28 页 表3 - 1 不同开关组合时的电压值 5 。s c“d ou b ou c 0攻 oo0000 112 0o1 一亏“如一j “出了“出 嵋 121 o10 一j “如j “咖一j “出 比 211 011 一j 如i “出了“如 k 211 1oo 了“出一j “如一j “出 k 121 101 j m 出一j “如j “出 k 112 11o j 血j “出一了“如 k 111 o00 k 将s 。、s 。、s 。的8 种开关逻辑组合代入式( 3 1 ) ( 3 3 ) 得到相应的三 相p w m 整流器交流侧电压值，如表3 - 1 所示。 从表3 1 可以看出，三相p w m 整流器不同开关组合时的交流侧电压可 以用一个模为詈“。的空间电压矢量在复平面上表示出来，如图3 。1 所示。 b 、 唧。 v 邶1 0 入 v 2c 1 1 0 j 7 4 0 1 1j v o m 0 0 )v i 【1 0 0 ) 州。1 v 7 ( 1 1 1 )r a 图3 - 1 三相空间电压矢量分布 由于开关组合的有限，共有8 种组合，其中，、巧由于模为零，称为 西南交通大学硕士研究生学位论文 第29 页 零矢量。显然，一种开关组合就对应一条空间矢量，且开关组合时的 “”“。即为空间矢量在( a ，b ，c ) 三轴上的投影a 因此，三相p w m 整流器空间矢量吆可以表示为： j = 詈v “驰” ( 七_ 1 ，a 6 )( 3 _ 4 ) k 、，= o 又可表示为开关函数形式，即： ki 詈“出0 。+ 已h 归+ s 。e 叫h 邝)( ，= o ，a ，7 ) ( 3 5 ) j 传统s v p w m 控制方案将三相p w m 整流器的开关输入电压进行区间划 分，按每6 0 。为一个区间，一个波形周期被划分为六个区间，如图3 - 1 所示。 根据空间矢量的控制原理，对于三相对称的整流器开关输入电压可被视作一 个空间电压矢量y 来处理，利用整流器八个基本电压空间矢量p 和乃的不同 组合合成幅值相同、相位不同的空间电压矢量矿“、”1 。 u jl u bu口ug 。 、 、 、 + 、j 。 。t|。|。| 。| ，k义 | t| u b 时，y 位于区间i ；当u a u c u b 时，矿位子区间i i ，依次类推。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3o 页 。弋l j a 。u “c 7 u b 。 一h1v4v o ( o o o 00)vl o i ( o ”1 ，) v 1c 1 -o- 一 ( o ” 、v c ) 图3 4 工作周期中的六个区间 3 1 2 空间电压矢量的合成 电压空间矢量是利用基本电压空间矢量的组合合成的，恰当地选择基本 电压空间矢量是控制方案的关键，选择及优化的原则是。”： 为了优化开关频率，减少开关损耗，基本电压矢量的选择应该是每次 基本电压矢量变化时，只有一个功率器件发生动作； 一个开关周期中，基本电压空间矢量的选择是对称的； 零电压矢量的作用时间是等分配的。 根据选择及优化原则，在明确了电压空间矢量y 的区间位置之后，应选 择其左、右相邻的非零矢量与零矢量的合成。如图3 - 5 ( a ) ，y 位于区间i ， 故应由矢量序列v 及0 0 0 ) 、班( 1 0 0 ) 、( 1 1 0 ) 、v 7 ( 1 1 1 ) 合成。常用的合 成方法有三种：第一种方法采用瞰0 0 0 ) 、k ( 1 0 0 ) 、( 1 1 0 ) 组合如图3 5 ( a ) ，这种组合符合每次工作状态切换时，只有一个功率器件进行开关切换 的原则，开关切换次数为4 次，减少了开关损耗，但是由于开关函数波形不 对称如图3 - 5 ( b ) ，使得p w m 的谐波较大；第二种方法仍然采用v o ( 0 0 0 ) 、 m ( 1 0 0 ) 、圪( 1 1 0 ) 组合，只是零矢量的插入方式有所改变，如图3 6 ( a ) ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第31 页 开关切换次数仍为4 次，故开关损耗不变。但是开关函数波形已经对称，如 图3 - 6 ( b ) ，从而减少了p w m 谐波：第三种方法为了使p w m 谐波尽可能的 小，在第一种方法序列的基础上再加入另一序列，且为前一序列的逆序，即 完整的序列为v o ( 0 0 0 ) 、巧( 1 0 0 ) 、玛( 1 1 0 ) 、v 7 ( 1 1 1 ) 、巧( 1 1 0 ) 、k ( 1 0 0 ) 、 v o ( 0 0 0 ) ，如图3 7 ( a ) ，此时的开关函数波形如图3 7 ( b ) ，进一步减少了 p w m 谐波，但是开关切换次数为6 ，开关损耗增加“”。 坯 l 房。 屋 缝lv2(110) 疋 & i1i l i l 争五。1 t i 2 1 ： 1 1 ： ( b ) 开关函数波形 量合成法一 墨 s s i i i t 裂夏 互三l 了。 。 2 ， z ( b ) 开关函数波形 量合成法二 l 型互 警t 互互 墨 2 2 2 。 2 2 五 ( a ) 矢量合成 ( b ) 开关函数波形 图3 7 电压矢量合成法三 西南交通大学硕士研究生学位论文第32 页 上述分析表明，三种方法各有优缺点。第三种组合方法其它区间电压空 间矢量的合成序列可见表3 2 。 表3 - 2 不同电压矢量合成序列 3 1 2 控制算法 按照第三种矢量合成方法，从表3 2 可以看出，要获得处在任一区间空 间矢量i i , 即输出等幅不等宽的p w m 波形，均需要基本矢量v 。v ，中的四 个矢量共同作用。假设电压空间矢量y 在i 区间，那么需要基本电压矢量v ，、 v ：、v 。共同作用来合成，依据平行四边形法则，有： 肛v - 丢鸠寻 泞e ， 式( 3 6 ) 中：t l 、t 2 一分别为一个开关周期中v 。、v ：作用时间； b 一空间矢量r 作用时间，即p w m 开关周期； 式( 3 6 ) 可简化为： - 口：= v l 瓦+ v 2 正 ( 3 7 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第33 页 令零矢量v 。在一个开关周期中的作用时间为t o 巾则有 瓦+ 五+ l + 耳一b ( 3 8 ) 令v 与v ，间的夹角为0 ，又昨i = n l = 2 3 “。可得开关器件的占空比为 正, 压t v i s i n ( 詈一占) 瓦“女 量：g l v j s i n o l“ ( 3 9 ) ( 3 - 1 0 ) 式( 3 9 ) 、( 3 1 0 ) 中：“。输出直流电压。 传统s v p 帆i 控制方法虽然能获得快速的动态特性，但是式( 3 - 9 ) 和式 ( 3 1 0 ) 中的m 和8 通常需要进行非线性坐标变换才能得到，数字实现比较 复杂，而且需要高速微处理器或数字信号处理器。因此，有必要寻找更易于 数字化实现的简单控制算法。 3 2 三相p w m 整流器改进s v p w m 控制 由前面的分析知道，传统s v p w l v l 控制方法的算法相对比较复杂，本文 在参考文献2 3 的基础上进行了改进。 3 2 1 改进方案的区间分配 新的控制方法与传统方法在工作原理上是完全一致的，将三相开关输入 电压按6 0 。划分区间，一个波形周期被划分为六个区间，如图3 8 所示。通 一1 x灯 旷：、 。鼢。 冷 、一 o ( 4 一1 2 ) ( 4 1 3 ) ( 4 1 4 ) ( 4 1 5 ) ( 4 一1 6 ) ( 4 1 8 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第46 页 心。= f i x 2卢 o ( 4 - - 1 9 ) 式( 4 - - 1 8 ) 、( 4 - - 1 9 ) 中：a，卢为正实数。 易知哦x ) c o 恒成立，且有l 盖0 一m ，y ( x ) 一o 。 另一方面，由于开关饱和的限制，a s 。和丛。的取值均有一定的限制条 件。根据开关饱和条件： 5 ：+ s ；( 詈) 2 将式( 4 1 2 ) 、式( 4 1 3 ) 代入上式有 进一步推知： 即： ( 4 2 0 ) ( + 船+ ( s q o + 蝇) 2 s 吾 ( 4 吲) ( 4 2 2 ) ( 4 2 3 ) 将上式结合式( 4 1 8 ) 、式( 4 1 9 ) 可知丛。和a s 。的取值情况为 a s d 一( 4 - - 2 4 ) 2323 v i v i d g 丛 丛 + + l 昌 和 s s v i 、f l 2323 一 一 rfl 出 印 s s 一 一 2323 s v i d 口 蟠 船 墨 s 由 驴 s s 一 一 2323 一 一 j-jlft，-l 三。斗 卜 畋 鲫 嘴 b 0 ，、 出 口 s一 2 3 ) o 以 2 3 k j x 吼 a 一 2 3 西南交通大学硕士研究生学位论文第47 页 a s g = 麟：c 届r z 一三3 一s p s 犀y 2s 詈一s ，卢 0 ( 4 2 5 ) 1 詈吨肛：，詈4 由l y a p u n o v 稳定性理论“2 “1 可知，当a s d 和岱。由式( 4 2 4 ) 式( 4 2 5 ) 控制时，系统在稳态( 即；，= 0 ，屹= 屹) 时大范围渐进稳定。故 可通过控制丛。和雠。来实现对p w i v l 整流器的控制，从而保证系统的稳定 性。 在整个控制黄略当中，假设整流器的元器件全部为理想器件。如果为非 理想器件，控制系统的运行情况会受到一定影响，预先算好的开关稳态值s 。 和s 。与预计值会有轻微的变化。因此，系统的状态变量的误差也会有所增加。 但是，系统的动态响应不会受至u 太大的影响。采用l y a p u n o v 函数的控制算法 在实现过程中相对比较复杂，但它具有较强的抗干扰特性，能够很好的满足 整流装置的稳定性能要求，因而可以应用于负载并联使用和工作环境比较恶 劣的场合，具有较好的实用价值。 【本章小结】主要对基于l y a p u n o v 稳定性理论的三相p i n 整流器的控制方 法进行了详细的推导，分析了其优越性和适用场合，将在下一章中给出仿真 分析。 西南交通大学硕士研究生学位论文第48 顽 第5 章主电路参数设计与系统仿真 在三相p w m 整流器设计中，主电路交流侧电感l 和直流侧电容c 的选 择对整个整流器各方面性能的影响都是至关重要的。仿真分析作为科学研究 的重要辅助工具，对系统的设计起着指导作用。本章将在下面详细介绍这两 个参数的设计原理和整流器系统的仿真分析。 5 1 交流侧电感的设计 在三相p w m 整流器系统设计中，其交流侧电感的取值不仅影响到电流环 的动、静态响应，而且还制约着p w m 整流器的输出功率、功率因数以及直流 电压。其主要作用可以归结如下“1 ： ( 1 ) 隔离电网电动势与p w m 整流器交流侧电压。通过p w m 整流器交流 侧电压( 或电流) 的相位、幅值的p w m 控制可实现p w m 整流器的四象限运行。 ( 2 ) 滤波。滤除交流侧p w m 谐波电流，实现p w m 整流器交流侧正弦波 电流控制。 ( 3 ) 使p w m 整流器具有b o o s t 变换的性能。 ( 4 ) 使p w m 整流器具有良好电流波形的同时，还可以向电网传输无功 功率，甚至实现网侧纯的电感、纯电容运行特性。 ( 5 ) 使p w m 整流器控制系统获得了一定的阻尼特性，有利于控制系统 的稳定运行。 忽略交流便4 等值电阻，整流器的工作方程如下： 警钏。“以 ( 5 _ 1 ) 式( 5 1 ) 中2 k 。一s 。一妄 。+ s + s 。) m = 4 ，b ，ci “为输出直流电压。 以a 相为例，改写为增量方程： f 。一二 ( “。- k 。掰。) ( 5 - - 2 ) 式( 5 - - 2 ) 中：疋一开关周期。 西南交通大学硕士研究生学位论文第49 页 从前面的分析可知，无论电感l 的值选择是过大或过小均会对整流器的 性能产生很