（电力电子与电力传动专业论文）高功率因数、大功率铅酸蓄电池充电电源的研究与开发.pdf

l：塑叁兰堡主堂丝丝塞 a b s t r a c t a c id - l e a db a t t e r y ，a sak i n do fp o w e rs o u r c e ，n e e d sd e c a d e so fk i l o w a t t sc h a r g i n g s u p p l y u s u a l i y ，c h a r g i n gs u p p l yi sm a d e o fs c ri nt h i sd a y ，a l t h o u g ht h ist e c h n i q u ei s s k n l f u la n dt h ep r o d u c t sa r er e l i a b t e t h ed e f e c to f l o wp o w e r f a c t o ra n ds l o wr e s p o n s e c a n n o tb eo v e r c o m e w it ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n ic s ，t h er e s e a r c ha n d d e v e l o p m e n to fc h a r g i n gs u p p l yw i t hh i g hp e r f o r m a n c ea r ev e r y i m p o r t a n ta n d o f s i g n if i c a n c e i no r d e rt oe n h a n c et h ep o w e ro ft h ec h a r g i n gs u p p l y ，t h i sp a p e ra d o p t st h i ss o l u t i o n t h a tm u l t i p l yl o wp o w e rm o d u l e sa r ep a r a l l e l e da sah i g hp o w e rs u p p l y t h i ss o l u t i o nn o t o n l vo v e r c o m e st h ed i f f i c u l tp r o b l e mo fh i g hp o w e r ，b u ta l s oe n h a n c e st h er e l i a b i l i t y f o rt h ea i mo fh i g hp o w e r f a c t o r a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t ( a p f c ) c i r c u i ti su s e d i nf r o n to fe v e r yp o w e rm o d u l e ，a n dt h i sa p f cc i r c u i tp r e r e g u l a t e st h eo u t p u tv o l t a g e a tt h es a m et i m e t h eb a c kp a r to fe v e r ym o d u l er e a l i z e st h er e g u l a t , i o no fo u t p u tv o t a g e a n dl o a ds h a r i n g t h e s ep r o b l e m sa b o v ea r el u c u b r a t e di nt h isp a p e r ，t h et w op a r t so f e v e r ym o d u l ea r ed e s i g n e da n dm u c he x p e r i m e n ta n ds i m u l a t i o nh a v eb e e nd o n e t h er e s e a r c ha n dd e s i g no fah i g hp o w e r f a c t o ra n dl a r g ep o w e rc h a r g i n gs u p p l y i s jn t r o d u c e di nt h i sp a p e r i tc o n t a i n st h r e ep a r t s ，o n ei st h er e s e a r c ha n dd e s i g no f a c t i v e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t ，a n o t h e ri st h er e s e a r c ha n dd e s i g n o fp a r a l l e lp o w e r s u p p l ys y s t e ma n dt h er e m a i n d e ri st h ed e s i g no ft h ec h a r g i n gs u p p l yh a r d w a r ea n ds o f t w a r e - t h ea v e r a g ec u r r e n tc o n t r o lm o d eb o o s tp f cc i r c u i ti sd e s i g n e d w i t hu c 3 8 5 4 a n ， s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t si n d i c a t et h a ti tc a ne n h a n c ep o w e rf a c t o ri nh e a v yl o a d ，b u t 1nl i g h tl o a d t h ec u r r e n tw i l lc o n t a i nm u c hh a r m o n i o u s ，i no r d e rt os o l v et h i sp r o b l e m ， a 1 a d v a n c e dc o n t r o ls c h e m ei sp o i n to u ta n ds i m u l a t i o np r o v e dt h ef e a s i b i l i t ya n d a d v a n t a g e t h e1 c a ds h a r ec o n t r o l l e r ，u c 3 9 0 7isu s e dt od e s i g np a r a l l e l e dp o w e rs u p p ys y s t e m ， a n de x p e r i m e n tp r o v et h a ti tc a nr e a l i z et os h a r el o a di nt w op o w e rs u p p l ym o d a l e s t h eh a r d w a r ea n ds o f t w a r eo fc h a r g i n gc o n t r o lc i r c u i ti sd e s i g n e dp r i m a r i l yw i t b t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7f o rt h er e q u i r e m e n to fc h a r g i n g 1 1 1 塑盔兰些二! ：兰些堡苎一 k e yw o r d s ：a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c tc i r c u i t u c 3 8 5 4 a nu c 3 9 0 7 a u t o m a t i c m a s t e rs l a v ec u r r e n ts h a r i n gt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 i i i 原。创性声明 本人声明：所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作。 除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已发 表或撰写过的研究成果。参与同一工作的其他同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名：毯名军e l 本论文使用授权说明 本人完全了解上海大学有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留论文及送交沦文复印件，允许论文被查阅和借阅；学 校可以公布论文的全部或部分内容。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) ! ：堡叁堂堡! = 堂垡堡兰 一 第1 章绪论 1 1 充电技术发展概述 1 1 1 研究背景 铅酸蓄电池因其可循环再充电的特性，以及成本低廉、使用安全、无污染等优点，在目前 的工农业生产中的需求正日益增大。相应的，蓄电池的充电技术也引起了普遍的关注。 一方面，传统的充电方法充电时间比较长，远不能适应现代生产和生活的需要。资料表明， 使用传统的恒压或恒流充电方法一般大约需要2 0 小时左右的时间才能充满。另一方面，充电 技术不能适应蓄电池的充电要求，会严重影响蓄电池的寿命。国内外多年来的实践证明，蓄电 池浮充电压偏差5 ，电池的浮充寿命将减少一半。统计数据表明，国内蓄电池很难达到规定 的浮充寿命( 一般1 2 1 6 年) ，大量的蓄电池在使用几年后即报废，造成了巨大的经济损 失。 充电电源是充电机中的关键部分，充电电源不仅决定了充电机的输出功率的大小，也关系 到充电机的性能好坏。目前，充电电源的发展非常快，传统的充电电源面临被淘汰的地步，新 型的高频开关电源技术得到大量的研究和应用。 1 1 2 充电技术发展现状 对于铅酸蓄电池来说，传统的充电方法主要是恒流充电和恒压充电。这两种基本的充电方 法，一方面控制电路简单，实现起来比较容易，另一方面充电时间比较长，充电方法过于单一， 控制不当会对蓄电池本身造成伤害，以至影响蓄电池本身的使用寿命。 针对传统充电方法充电缓慢、安全性能不好等缺点，有人提出二步充电法，三级充电法等 等。这些充电方法在传统的恒压和恒流法的基础上加以简单的改进，克服了传统充电方法的主 要缺点，但是还并不完善。 目前国内外提出了一些新型的充电方法。如分级定流充电法、脉动充电法、r e f l e x 充电 法、变电流间歇充电法等。对铅酸蓄电池来说，其中分级定流充电法已经得到广泛的应用。这 些充电法的充电原理绝大多数都是在传统充电方法的基础上加以改进，以便使得其充电曲线能 够更好的模拟最佳充电曲线23 。 蓄电池的最佳充电曲线并没有一个明确的定义，它是人们在对电池的研究过程中总结出来 的一个概念。在6 0 年代中期，美国科学家马斯对开口蓄电池的充电过程作过大量的实验研究， ! ：塑查竺堕! ：兰堡垒塞 一一 并提出了以最低出气率为前提的蓄电池可接受的充电电流曲线，如图1 1l 卜l 的曲线a 所示c 验证明，如果充电电流按这条曲线变化，就可以大大缩短充电时间，并且对电池的容量和寿命 r 1 1 也没有大的影响。原则上，我们就把这条充电曲线作为最佳充电曲线a 1 图卜l 蓄电池的最佳充电曲线 近几年来有人开始采用一些新颖的充电方法，这些充电方法开始摆脱传统方法的束缚，引 进一些先进的技术，例如模糊控制充电法、定化学反应状态法等。模糊控制法将模糊控制技术 引入充电法、利用模糊控制本身适合处理多输入多输出非线性系统的优势，能够更好地处理蓄 电池充电过程中的时变性和抗干扰等常规控制方法所难以解决的问题。定化学反应状态法是直 接建立在充电化学反应的基础上，跟踪化学反应本身的状态变化相比较其他方法来讲，它更 能够排除外界的干扰，及时的作出相应的控制处理。 l ，1 3 充电电源的发展状况 目前，常用的通讯网和电力网上投入运行的电源主要有阻下几种：相控电源、线性电源、 开关电源。 相控电源是较传统的电源，它将市电直接经过整流滤波后输出直流，通过改变晶闸管的导 通相位角，来控制整流输出电压。相控电源所使用的变压器是工频电源变压器，它的体积庞大， 由此造成相控电源本身的体积庞大、效率低下，并且该类电源动态响应差。目前相控电源已经 有被逐渐淘汰的趋势“。 线性电源是另一种常见的电源，它是通过串联调整管可以连续控制的线性电源。线性电源 的功率调整管总是工作在放大区，流过的电流是连续的。由于调整管上的损耗功率较大，所蛆 需要采用大功率调整管并需要装配体积很大的散热片。 表卜l 1 对开关电源与线性电源作了一定的比较，通过比较可以看出开关电源远优于线性 电源。开关电源的功率调整管工作在开关状态，功耗很小，效率高。由于开关工作频率高，变 压器的体积大大减小，滤波电感、电容数值较小其性能优于线性电源。高频开关电源因为其 效率高，小型化等特点，近年来得到国内外的广泛研究与关注，特别是在通信、电力等领域中， 已经得到了普遍的研究与使用“1 。 已经得到了普遍的研究与使用“1 。 2 i 塑：叁堂塑土竺些堡兰 一 开关电源的研究发展历史比较短，美国是最早开始研究开关电源的国家之一，它在2 0 世 纪6 0 年代中期就已经开始了相关的研究，并于当时研制出了2 0 k h z 的d c d c 变换器，这为 关电源的研究奠定了基础。7 0 年代，出现了用高频变换技术的整流器，它使交流电不经过5 0 h z 的工频变换器，而是直接整流再逆变为高频交流，再整流滤波变为所需的直流。8 0 年代英国 项目线性电源开关电源 功率转换效率 2 0 4 0 6 5 9 0 损耗大 小 体积大小 重量重 轻 电网电压、频率变换适应性 弱强 输出电压保持时间短( 5 m s )长( 2 0 m s ) 电路简单复杂 射频干扰和电磁干扰小大 电压调整率 o 0 2 o 0 5 o 0 5 o 1 负载调整率o 0 2 o 1 0 1 1 o 输入电压范围 1 0 5 0 功率密度 0 。5 驴加2 3 觑3 表卜1 线性电源和开关电源参数比较 科学家根据以上的条件和原理，制造出第一套实用的4 8 v 开关电源。在我国，开关电源研制比 较晚。1 9 8 3 年我国才开始研制采用可控整流器，1 9 6 5 年才开始研制逆变器和晶体管直流一直流 变换器，而2 0 k h z 的直流一直流变换器到8 0 年代才开始生产应用，8 0 年代后期第一批引进澳 大利亚技术4 8 v 、5 0 a 开关频率4 0 k h z 和5 8 v 、i o o a 开关频率2 0 k h z 的高频开关电源。随着我 国对外开放的进一步发展，目前国内众多的厂家已经或逐步生产出自己的开关电源产品，其性 能基本上接近了国际先进水平。 随着电力电子技术和自动控制技术的发展，尤其是大功率高压场效应管等新型高频开关器 件的出现，使得开关的速度大大提高。关断时间加快，存储时间大大缩短，从而大大提高了开 关频率。提高功率变换器件的开关频率，可以提高其性能，同时可以减小功率变换器中的变压 器的体积和重量，以及电感电容等无源器件的容量，进而可以减小它们的体积和重量。并且当 开关频率高于1 8 k h z 时，可消除噪声对人耳的影响。因为高频变换器有如此多的优势，所以受 到人们的广泛的关注。很快，开关电源的频率从只有2 0 k h z 左右提高到了数百千赫兹，成为真 三塑查堂型堂堡塑_ 义 证的高频开关电源。 开关电源自最初的低频开关电源发展到高频开关电源( 2 0 k h z 以上) ，其开关频率越来越 高，性能越来越完善。可以预言，在不久的将来，开关电源将占据主导地位。 1 2 本论文的内容简介 大容量的铅酸蓄电池在矿山以及重型工业中应用非常广泛，它担负着能量储备的职能。随 着微型计算机的广泛应用，应用微机实现蓄电池充电的实时监控的充电机在不少部门得到应 用，其中的核一1 1 , 部分是可控的大容量直流电源。现阶段大量使用的仍然是晶闸管相控整流电路， 该类电源不但动态性能差效率低，体积庞大，而且产生的谐波对电网污染严重。 为了提高电网的功率因数，减少对电网的污染，同时提高充电电源的动态性能，本课题采 用现代高频开关电源技术，采用模块化结构，每个电源模块包括两部分：前级单相p f c 预调节 电路和后级b u c k ( 降压电路) 调节电压电路。前级单相a p f c ( 有源功率因数校正) 电路主要是为 了提高电网的功率因数，同时获得一个比较稳定的直流电压：后级b u c k 电路是根据蓄电池充 电过程中的状态来调节充电电源输出电压或输出电流。此外由于该充电电源的容量要做到 1 8 0 k v a ，显然单个模块很难达到这么大的容量，因此本系统采用了多个电源模块并联的方案来 提高充电电源的容量。最后，采用t i 公司的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 芯片对充电过程进行管理。因此 本课题研究对象可分成三部分： 1 ) 单相p f c 技术； 2 ) 直流电源的并联技术； 3 ) 利用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 芯片对充电过程进行管理。 海人学硕l 学位论文 第2 章升压型单相p f c 控制技术的研究 2 1 功率因数的基本概念 功率冈数的定义为： 胛= 鬈= 去 ， 式中： 其中 。输入总电压有效值 l 。输入总电流有效值 ir 。= 假设输入交流电压为正弦波，输入电流为非正弦波，功率因数定义为 其中 卵：_vrmsirms(1)cosa：三业c。s口( 2 2 ) 。i 。i , m 。 、 晓输入基波电流和输入电压之间的相位差 定义畸变因子为 定义相移因子为 即 = i r m a ( 1 ) i 。 k = c o s a p f = 屯吒 定义总谐波失真度( t h d ) 为： ! ：塑查量塑主兰堡堡兰 一一 脚：监 鱼! 1 0 0 3 ) ，胁 k d 和t h d 之间的关系为： m = 压再x 1 0 0 = 层k - 1 枷。 心= ( 2 - 4 ) 2 2 升压型a p f c 的理论分析 根据电感电流是否连续，a p f c 电路有两种基本工作模式：不连续导电模式( d c m ) 和连续导 电模式( c i ) 。c c m 相对于d c m 具有如下优点： ( i ) 输入电流和输出电压纹波小、t h d 和e m i 小、e m i 滤波器的体积小； ( 2 ) 器件开关损耗小； ( 3 ) 适用于功率较大的使用场合。 目前在c c m 工作模式下，电流型控制应用较广泛，其中尤其以平均电流控制型应用最为普 遍。本文就是基于平均电流控制、c c m 工作模式对升压型a p f c 进行理论分析。 升压型a p f c 电路的主要任务是：在保证输出电压稳定的前提下，使得a c d c 变换器的输 入电流和输入电压为同频率同相位的正弦波。采用平均电流控制模式具有t h d 和e m i 小，对噪 声不敏感、适用于较大功率场合等优点，在单相b o o s tp f c 电路中得到了普遍的应用，图2 一l 是单相b o o s tp f c 基本拓扑结构： 照 衰墨。 l e 图2 1 单相b o o s tp f c 基本拓扑结构 由图我们可以看出，该电路在二极管整流桥后面增加了蓄能电感、功率二极管、开关管等 】塑查鲎塑l ：兰竺堕兰 一一 器件，通过对开关管的控制，b o o s tp f c 电路实现了提高电网输入功率因数和稳压两大功能。 为r 实现这两大功能，引入了电压外环和电流内环，电压外环的目的是使得电路输出电压稳定， 而电流环的目的是使得电网输入电流能够很好的跟随电网电压变化，提高电网的功率因数。 通过检测整流后的电压波形k ( 在实际电路中，该电压信号是由电流信号来反映的，故以 i 。来表示) 、电网输入电流，大小和输出直流电压k 。来实时调整功率开关的占空比，既使 得输出电压稳定又使输入电流波形跟随电压波形变化；电流环的设计是a p f c 电路设计的核心， 它关系到输入电流波形能否很好地跟随电网电压波形。输入整流后的电压k 、输出电压误差 放大器的输出电压误差信号k 。和前馈电压通过一个乘法器运算后得到电流给定信号 i 。f f 采样得到的电流信号和给定电流信号进行比较运算即可得到功率开关管的调制信号， 该信号再与锯齿波比较就可以得到我们所需要的p w m 波形，功率开关管按照所生成的p w m 信号 规律变化，就能够使得电网输入电流和输入电压波形达到同频率、同相位的f 弦波，从而提高 了电网输入功率因数。 b o o s ta p f c 本质上是一个非线性电路。分析起来比较困难，其主要原因是这种电路含有 两种调制，谭 是j 下弦脉宽调制，另一种是脉冲幅度调制，而且这两种调制在负反馈作用下相 互影响。采用p f c 三频分析法m3 能够很好对其进行分析，下面给出利用泼方法得到的关键分 析结果。 1 ) 电流给定信号 图2 - 2b o o s t 型p f c 控制电路原理框图 图2 2 中的乘法器相当于一个电压控制电流源，输出电流表达式为： f ! ：堕苎堂塑! 兰! 皇堕苎 一一一 v 7 磁掰f _ k m 历e a u i n 陋刎k 舯耐i 2 5 ，v a c 式中= 疋咖e a u 当输出电压啪输入电压的幅值给定后，l 为一个常 仃v a c 数。 屹电压放大器的输出电压 正比于o ) 平均值的直流电压 k 。比例常数，通常取l 由式( 2 5 ) 可知，乘法器的输出电流1 。础和输入电压( f ) 是同频率和同相位的。在 b o o s tp f c 电路中，i m 。“作为电流给定信号。 2 ) 电流误差放大器幅频特性 电流误差放大器c a 对于输入误差信号的直流分量具有无限大增益，即较小的直流分量就 能够使得c a 输出的分量有足够的幅度；对于低频分量，c a 的增益较大，4 吏 ! 导i i ( t 1 中的低频 分量非常接近i 刚，；对于高频分量，c a 的增益比较小，使得高频分量在c a 的输出端几乎等于 零，从而保证p w m 为s p w m 控制方式，其对增益幅频特性如图2 - 3 所示 图2 - 3电流调节器的幅频特性 3 ) 占空比的瞬时表达式 工频( 周期为t ) 电压相对于t s 而言，其变化非常缓慢，借用b o o s t 型变换器的直流变 比公式，近似计算出图2 - 1 电路瞬时占空比表达式可表示为： r ， 肚1 。谤i s i n c o t 心- 6 ) 海人学硕士学位论文 利用f t 的条件，可推导得出等式 一u i ：( 2 - 7 ) u 。u 。 其中，a 表示为c a 放大器输出电压的峰一峰值，u m 为锯齿波的幅值，结合式2 - 6 和式2 - 7 ， 可以得出瞬时占空比的等价表达式： d _ 卜芒l s i 蚴引 在开关管的第n 次导通期间，即f 正，z i + d ”正) ，图2 - 1 中主电路功率级的等效电路 见图2 4 ( a ) ，此时成立： 垡盟：u i ( t ) ( 2 - 8 1 d tl 在开关管关断期间，即f 0 瓦+ d ”正，聆i - i - t ) ，其等效电路见图2 - 4 ( b ) ，此时成立 出l ( 2 - 9 ) ( a ) 开关导通模型( b ) 开关关断模型 图2 - 4 主电路等效电路 4 ) 电流交越失真的理论分析 当f ( 珂正，珂t + d ”i ) ，考虑到i 很小，u j ( f ) 用平均值代替瞬时值，可表示为 ( f ) 。s i n 门彩i + 缝霉c o s f o ) r ( 2 圳) 在开关管导通期间，由式( 2 - 8 ) 得电感电流表达式为： i i ( t ) ：至二掣( f 一，2 正) + ( 聆t s ) f ( n i ，门i + d n 瓦) ( 2 1 1 ) 当f = 门正+ d ”正时，由式( 2 1 1 ) 可求得第n 个开关周期电感电流最大值为： ! ：堡垒兰望兰兰竺堡苎 2 一丁u a t ) d ”瓦+ ( 即五) ( 2 1 2 ) 同理由式( 2 - 9 ) 得出开关管关断期间，f ( n t , + d ”i ，疗i + 瓦) ，电感电流表达式为 o ) = 。+ 半。一行t j d ”i ) ( 21 3 ) 当f = ( n + 1 ) e 时，由上式可以得出第n 个开关周期内电感电流的最小值 i i m i n ( f ) = 。+ 半( 1 一d ”) 五 ( 2 1 4 ) 则由式( 2 1 2 ) 和式( 2 - 1 4 ) 得出电感电流的增量 肾f f ( ( 川煳叫胛t d = 半瓦一誓”d 弧 结合式( 2 6 ) 、式( 2 - 7 ) 和式( 2 1 0 ) 得出： 肾等u i n c o s h o o t , 肚t 枷；= 等 由式( 2 1 5 ) 可知，在b o o s tp f c 中，工频下电感电流变化最大值发生在硝= 0 时刻，由式 ( 2 - 6 ) 知，c o t = 0 时，d ”= 1 。由此可知，为了实现功率因数等于l ，在输入电压过零时刻， 占空比理想值为1 ，这就是消除输入电流的交越失真的理论依据。 2 3p f c 电路的控制类型以及常用的a p f c 控制芯片 2 3 1 目前广泛使用的改善功率因数的方法的分类 1 ) 多脉冲整流 多脉冲整流的基本原理是利用变压器对各次不同谐波电流进行移楣，使某次谐波在变压器 次级相互叠加而抵消。这种方法在变压器的负载平衡情况下，对减少输入端的低次谐波是有效 的。 2 ) 无源滤波法 无源功率因数校正是在输入端加上一个由电感和电容组成的l c 无源滤波网络。无源校f 技术采用低频电感和电容进行输入滤波，工作性能与频率、负载变化有关，因此它比较适合于 功率小于3 0 0 w 、对体积和重量要求不高、对价格敏感的应用中。 3 ) 酱波注入有源滤波器法 l ：塑盔兰塑! 兰些堡苎 一 有源滤波器是与系统串联或并联的逆变器，它受系统阻抗影响小，并对各次谐波有快速的 响应，但注入的电流有流进其它装置的可能，并且造价比较高。 4 ) 有源功率因数校正( a p f c ) 法 有源功率因数校正( a p f c ) 法是直接采用有源开关或a c d c 变换技术，使得输入电流成 为和电网电压同相位的正弦波。 其中无源滤波法和有源功率因数校正( a p f c ) 法是用得较多的方法，本文使用的就是有 源功率因数校正，以下就主要介绍这种控制方法。 2 3 。2 功率因数校正技术 有源功率因数校正技术是在输入电流和d c d c 功率变换之间加一级有源功率因数校正电 路，实际上也是一种a c d c 变换器，该变换器运用适当的控制算法使得电网输入电流和电网输 入电压同相位，并且输入电流的正弦度好，从而使得输入端功率因数接近1 。上个世纪9 0 年 代以来，有源p f c 技术由于变换器工作在高频开关状态，具有体积小、重量轻和功率因数高等 优点。 从不同的角度看，对于有源p f c 电路有很多种分类方法。最常用的是根据电流控制方式不 同，有源p f c 电路可以分为峰值电流型，滞环控制型和平均电流型。 1 ) 峰值电流型a p f c 峰值电流型的工作过程为：当电感电流达到电流基准以前，开关一直处于导通状态。电流 基准为全波整流电压的采样值和电压调节器的输出相乘。一旦电感电流达到电流基准，比较器 输出关断信号，使得开关截止。以后定频时钟再次开通开关，重复上述过程。当交流电网电压 从零变到最大值时，占空比也由最大值变到最小值，因此可能产生谐波振荡现象。为克服这一 现象，比较器输入端应该加入斜坡补偿函数。 2 ) 滞环控制型a p f c 滞环控制型也称为双基准开关控制，之所以称为双基准开关控制，指的是有两个电流基准， t 。和t 。当电感电流到达t 。a x 时，开关管关断，电感电流下降；当电感电流下降到t 。 时，丌关管开通。 显然，双基准开关控制的p f c 电路的开关频率是变化的，而且受输入电压和负载影响，因 此有的文献也把它归入峰值电流控制，称为变频峰值电流控制技术。由于开关频率变化范围很 大，所以双基准开关控制型a p f c 电路输出滤波器优化设计困难。 ： ) 平均电流型a p f c 平均电流型是一种性能非常良好的a p f c 控制方式，当开关频率远大于输入电压频率时， i ：海人学坝士学位论文 输入电流波形为与输入电压波形同相的正弦波形，功率因数接近于1 ，通常可达到0 9 9 以上。 工作过程为：输出电压经过分压后与参考电压比较，得到电压误差信号，该信号再经过电压补 偿网络后所得的信号与二极管整流桥整流后的电压信号相乘，所得的信号即为电感电流的给定 信号，电流给定信号再与电感电流反馈信号通过电流调节器的运算，所得的信号就是开关管的 调制信号，该信号与系统产生的锯齿波信号比较，产生p w m 信号驱动开关管。图2 5 分别是三 种控制方式的电感电流波形示意图。 ( a ) 峰值电流型( b ) 双基准开关控制型( c ) 平均电流型 图2 - 5 三种控制方式的电感电流波形示意图 2 3 3 常用的a p f c 控制芯片 d e t a i l e oe l o c kd i a g r a m 图2 6u c 3 8 5 2 芯片结构框图 随着a p f c 技术的发展，a p f c 的控制专用集成电路越来越多，功能也越来越强大。由于平 均电流型有着优良的特性，因此平均电流型的p f c 集成电路就相对较多，而峰值电流型和滞环 控制型由于各自的缺点，所以这两种控制方式的控制芯片就比较少。比如t i 公司十几种控制 p f c 芯片中，只有u c 3 8 5 2 为滞环控制型的芯片，峰值电流型的芯片则一个没有，其它都是平 均电流控制型的芯片。本文就t i 公司的几种控制芯片为例子，介绍下现有的控制芯片的主 要种类。 1 ) 滞环控制型芯片u c 3 8 5 2 1 ! ：塑查堂塑主兰竺笙墨 u c 3 8 5 2 内部结构框图如图2 6 所示：l 脚采样输出电压与5 v 的基准比较放大，输出一个 直流误差电压准时接通p w m 比较器。同时2 脚i s n s 采样输入电流，送至两个比较器，这两个 比较器和输出电压误差信号共同构成电流信号的两个基准。当主电路输入电流为下降到这两个 基准中较小值时，开关管就导通，这时电流就增大；当电流增大到这两个基准中较大值时，开 关管即截l e ，电感电流就减小。如此反复，电感电流始终在两个基准之间变化。 2 ) 平均电流型控制芯片u c 3 8 5 4 a n 本课题采用了u c 3 8 5 4 a n 芯片来实现了p f c 控制方案，因此下文重点介绍该芯片。u c 3 8 5 4 a n 芯片的结构框图如图2 7 所示： b l o g kd l a g ；r a m 图2 7u c 3 8 5 4 a n 芯片的结构框图 该芯片包括了欠压锁定输出比较器，这两个比较器的输出必须为真值才允许器件工作。对 电压误差放大器的反向输入端接在脚1 1 ，电压误差放大器周围的二极管不是实际的器件而是 其内部电路功能的延伸。方框图中的：二极管是理想的二极管，并指出误差放大器的同相输入端 在正常工作时接到7 5 v 的直流电压基准，但它也用于软启动功能。这种电路结构让电压控制 环在输出电压达到它的工作点以前就开始工作，并消除了许多电源启动时的超调现象。电路中 还提供了一个内部的电流源，用于给软启动定时电路充电。 电压误差信号通过7 脚输出，7 脚的信号还是乘法器的一个输入信号：乘法器的另一个输 入为脚6 ，这个管脚的电平始终保持为0 5 v ，整流后的电压通过一个电阻加在这个管脚上，流 入该管脚的电流就反映了电网输入电压大小：前馈输入电压v 一，由管脚8 输入，经过平方运算 后输入到乘法器中。管脚1 2 的电流i s e t 在乘法器中用于限制最大电流输出。乘法器的输出电 流给定信号是i m o ，它由管脚5 输出，并输入到电流误差放大器的同相输入端，电流误差放大 !：塑查堂竖主兰焦堡苎 器的反相输入端接到管脚4 ，即i s e n s ，该脚接受电流反馈信号。而电流误差放大器的输出则 接到脉宽调制器的一个输入端，它与来自1 4 脚的锯齿波进行比较产生p w m 波形，该p w m 波形 再驱动双稳念触发器，此触发器再驱动大电流由管脚1 6 输出。 2 4 传统的平均电流型单相p f c 电路的仿真及其分析 2 4 1b o o s tp f c 电路的双闭环控制结构 图2 - 8 是改进前的p f c 电路的基本原理图，乘法器是p f c 电路的核心，它有两个输入和 个输出，三个输入分别是输入电压波形采样信号，输入电压幅值采样信号和输出电压误差信号。 乘法器 f 图2 8 改进前的p f c 电路原理图 输出信号为电感电流给定信号。从图中可以看出，p f c 控制系统包括电流内环和电压外环，电 流内环使得电感电流跟随电压外环输出变化，从而提高电网功率因数，而电压外环则是使得 p f c 输出电路输出电压稳定。 2 4 2 传统升压型a p f c 的仿真研究 利用o r c a d p s p i c e 软件的丰富的计算功能，根据升压型a p f c 电路稳压、整流的控制要 求建立了电压、电流双闭环控制结构b o o s ta p f c 系统仿真模型，该模型与实际电路紧密结合， 仿真效率很高。其仿真模型见图2 - 9 。 采用平均电流控制的b o o s ta p f c 其控制结构为双闭环结构。其中由电压外环决定电流 l ：塑查兰竺：! 兰些堡兰一 图2 - 9 传统b o o s tp f c 的p s p i c e 仿真模型 内环参考信号，使电路输入输出功率保持平衡；通过电流内环控制功率开关通断，实现输入电 感电流对电流参考信号的精确跟踪。在实际电路中，电流内环参考信号由2 2 节式( 2 - 5 ) 给 定。 b o o s tp f c 的仿真条件为：输入交流电压为2 2 0 v ，频率为5 0 h z ，升压电感为0 8 m h ，输出 电容为2 0 0 0 u f ，开关频率为1 3 k ，输出直流电压为4 0 0 v ，负载电阻为2 0 q 。图2 - 1 0 ( a ) 、( b ) 、 ( c ) 、( d ) 、( e ) 、( f ) 给出在上面条件下的仿真结果。 从图( a ) 和( b ) 我们可以看出，输入电流与输入电压保持同相位，且输入电流的各次谐波比 较小；图( c ) 给出了输入电流和输出电压的波形，输出电压是由一个直流电压和一个两倍电网 电压频率的交流电压的叠加，这是由单相p f c 电路的特性决定的，详细分析见下一节。图( d ) 给出的是电压调节器输出的信号，由于电压调节器是一个p i 调节器，从波形上我们可以看出 一开始电压调节器处于饱和状态，这是由于初始时刻输出电容上得电压还没有建立起来，调节 器输入端只有给定信号，因此调节器很快就达到了它的限幅值，当输出电容电压高于给定电压 时，电压调节器开始退饱和，由于p f c 电路的特性决定了它的输出电压不可能恒定不变的，所 以尽管电压调节器已经退出饱和状态，它的输出电压仍然有较大的波动。图( e ) 给出了经过乘 法器调制出来的电流给定信号和电网输入电流信号，从图中我们可以看出，电网输入电流能够 快速的跟踪电流给定信号变化，也就是说电流环参数设计得比较理想。图( f ) 是开关管的调制 信号，该信号与三角波比较从而产生开关管子所需要的开通和关断信号，从图( f ) 我们还可以 看出丌关管的调制信号是一个经过精密整流的正弦信号，该信号调制出来的电压也是一个经过 】5 ! ：塑苎堂堡! 堂! 兰堡兰一 整流后的正弦电压，在p f c 电路的输入端是正弦电压经过整流加在电感的一端，而电感的另一 端则是输出直流电压经过调制后产生的电压，这两个电压波形基本相同，改变输出电压调制出 来的电压就可以改变输入电流的大小，调制出来的电压波形越接近整流后的正弦电压，电网输 入的电流波形畸变就越小，功率因数就越高。 从图( e ) 上看，尽管电感电流能够很好的跟随电压环输出的电流给定信号变化，但从图( a ) 4 。0 t ? r ，一 4 d a 1 n -_ _ 墨 - 一k ( a ) 输入电压和电流波形 ( b ) 电网输入电流傅立叶分析 f i ： 。： 口vc d e ：z ，o 一j 芦划，刽l = 。 o p 辞c - r 吁= ：j ? j 哪 i s z o a st 吣 7 一i i v ，i - a - j 每喜i 誊i 享i 三 ；杩 t t 戢粒鲢 ( c ) 输出电压和电网输入电流波形 ( d ) 电压调节器输出信号 _ 一_ 簇风7 阜k心，k尹 电l 屯 、。：- ，上 堡绎( 2 1 6 ) 4 u j 其中u 。为输入电压峰值，r 为负载电阻；i 为开关周期：虬为输出电压。二是限制电流脉冲 最小原则，要求电流的脉动系数小于一个规定的最大允许值。 流过升压电感磁心线圈的电流就有比较大的直流分量，并且叠加一个交流分量，磁心的磁 化状态沿着局部磁滞回线变化，交变磁化分量较小，一般a b 吃一b ，故交流损耗较小；由 于含有较大的直流分量，线圈电流最大值厶，较大，相应产生的磁场强度只。= in l 也较大， 要使得在h 。作用下磁心不饱和，因为一旦磁心饱和，就会导致前面的输入电压短路，从而烧 毁开关管子。在采用平均电流型控制方式时，设计升压电感时要保证在最坏的情况下低输 入电压额定负载时磁心不饱和。为了保证磁心在流过较大的电流时不饱和，磁心必须加适当的 气隙；希望磁心最大储能s ，即希望饱和磁感应强度b 。比较大。在连续工作模式下，线圈电流 受开关管子的开通和关断控制，借此传递能量，此时线圈损耗占主导地位；在输入电压u ，瞬 时值等于输出电压瓯一半时出最大，这时磁心和线圈损耗最厉害的一种情况，需要考虑限制 温升。 在试验中，我们选用磁心材料为铁硅铝，选好磁心后，就可以根据峰值电流、纹波电流、 功率等级等要求来计算电感量、电感磁心尺寸、绕线匝数、绕线截面积和气隙长度，使得电感 j ：翌盔兰坐! 兰竺笙兰 一一 量满足要求，在最大电感电流时磁心不饱和，而且线圈绕制合理，使得电路中漏感比较小。具 体电感量计算见参考文献 4 的第一篇第5 章。 2 ) 功率开关管的设计和快速恢复二极管的选择 试验我们选用的开关管子是4 7 n 6 0 s 5m o s f e t ，该款m o s f e t 能够最大峰值电压是6 0 0 v ，峰 值电流是4 7 a ，在试验的时候我们留出了足够的裕量。 在b o o s tp f c 电路中，功率二极管作用具有以下特点： ( 1 ) 二极管反相恢复电流，增加其关断损耗的同时，也增大了开关管子的损耗。 ( 2 ) 二极管的关断损耗占系统总损耗的很大一部分。 ( 3 ) 二极管反相恢复特性增加了系统e m i 。 在b o o s tp f c 电路中，对二极管的选型除了要考虑到二极管的电流容量以外，还要考虑到 反相关断时间，选取超快恢复二极管，以加快反相关断，降低功率损耗，减小开关管额定电流 容量。 图2 1 l 主电路图 图2 1 l 为试验时的主电路图。单相交流电经过二极管整流再经过高频滤波电容滤除整流 后电压中的高频成分，e h 于控制电路中要检测整流后电压波形信号，为了不影响整流后的电压 波形，该电容容量应该较小，同时该电容是接在高电压两端，因此必须选用耐压等级较高的电 容，本试验中我们选用了额定电压为6 3 0 v 、容量为l f 的无极性电容。 一般说来，电流的检测有3 种方式，一种是通过霍尔元件，它是通过磁平衡原理来检测电 流的，因此不但能够检测出交流电流信号，还能够检测直流信号，检测精度高，反应速度快， 而且检测出来的信号和主电路是隔离的，是种比较理想的电流检测方式，但是它的成本比较 ! ：塑奎兰堡主兰焦堡苎 高，而且还要外加偏置电源，使得系统复杂化。第二种检测方法是电流互感器，电流互感器其 本质上是一个变压器，成本低廉，使用方便，检测出来的信号也是与强电隔离的，但它反应速 度没有霍尔元件快，检测精度也不是很高，只能检测交流信号，而且要求交流信号f 负面积必 须相等，否则不但不能正确的检测出电流大小，还有可能烧毁互感器件。第三种就是在主电路 中串联一个电阻，通过检测电阻上的电压就可以知道电路中流过的电流大小。由于电阻是串联 在主电路当中，主电路中流过的电流越大，电阻上消耗的能量就越多，所选电阻的额定功率就 越高，因此在主电路中串联的电阻不宜过大。 在试验中，由于所要检测的电流是一个直流分量和交流分量的叠加，因此只能采用霍尔电 流互感器或者串联电阻来检测主电路中的电流。考虑到成本和试验条件的限制，我们采用电阻 来检测电流的方案。前面说过，在主电路中串联电阻来检测电流信号时，我们希望电阻小点来 减小功耗，但是针对于b o o s tp f c 电路来说，并不是电阻越小越好，因为在系统刚上电的时候， 系统的电压环输出信号已经达到最大的限幅值，电流给定信号也就达到最大，这时候如果检测 电流信号的电阻很小，主电路中流过的电流必然很大，很容易损坏开关管子。在试验中，我们 选用了o 5 q 的电阻。 依据b o o s tp f c 电路的原理，该电路的输出电压必定存在两倍电网频率的二次谐波，从理 论上来说，输出电容容量越大，输出电压中的二次谐波幅值就越小，但从成本上来考虑，电容 容量越大，价格就越高。试验中我们选用了额定电压为4 5 0 v 、容量为1 0 0 0 p f 的电容，在选电 容的时候，还必须考虑电容的等效串连电阻e s r ，e s r 大的电容会使得