（电工理论与新技术专业论文）基于dsp的智能通信开关电源设计及开发.pdf

基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 d e s 遮n & d e v e l o p m e n to fi n t e l l i g e n tc o m m u n i c a t i o ns w i t c h i n gp o w e r s u p p l yb a s e do nd s p h b s t i - a c t h i 曲f r e q u e n c ys w i t c hm o d ep o w e rs u p p l y ，w h i c hh a st h ea d v a n t a g e so fl i g h * ，h i g h e f f i c i e n c ya n ds m a l lo u t p u tv o l t a g er i p p l e ，i i o v fh a sb e e na p p l i e ds t e pb ys t e pi nt h en e wt y p e p o w e rs y s t e mo fm o d e mc o m m u n i c a t i o nd e v i c e s t h i st h e s i sf o c m e so nt h ef u l ld i g i t a l c o n t r o lw h i c hi sb a s e do nd i g i t a ls i g n a lp r o c e s s ( d s p ) ac o m m u n i c a t i o ns w i m hm o d ep o w e r s u p p l y ( s m p s ) w i t ht h eo u t p u t4 8 v 5 0 ah a sb e e nd e s i g n e d b yu s i n gt h es m a l ls i g n a lm o d e ， w eh a v eb u i l tt h et w oc i r c l el o o p sw h i c hc o n t a i nt h ev o l t a g el o o pa n dt h ec u r r e n tl o o pi no r d e r t og e n e r a t et h ed i g i t a lp u l s e - w i d t hm o d u l a t i o n ( d p w m ) 强ef u l ld i g i t a lc o n t r o ls y s t e mc o u l d o v e r c o m et h e s ed i s a d v a n t a g e st h a ta n a l o gs y s t e mh a s d u r i n gt h er e s e a r c h ，t r a n s f o r me f f i c i e n c yo ft h ep o w e rs u p p l yh a v eb e e ni n c r e a s e db y u s i n g s o f ts w i t c h i n gt e c h n o l o g y a n dt h es t r u c t u r eo ff i a l - b r i d g ep h a s e s h i f tc o n t r o l z e r o - v o l t a g es w i t c h i n gp u l s e ，w i d t hm o d u l a t i o n ( f b - p s z v sp w m ) h a sb e e na d o p t e da st h e m a i nt r a n s i t i o nc i r c u i to f p o w e rs u p p l y c o m b i n e dw i t lt h ec u r r e n tm e t h o d s an e ws o l u t i o n i n c l u d i n ga d d i n gt h er e s o n a n ti n d u c t a n c et o 也ep r i m a r ys i d eo ft h el l a n s f o r m e ra n d a s s i s t a n t - r e s o n a n tn e t w o r k h a sb e e np u tf o r w a r dt om a k i n gu 口t h ed u t yc i r c l el o s to ft h e t m a s f o r m e r ss e c o n ds i d e 。髓l eo p e r a t ep r i n c i p l eh a sb e e ni n t r o d u c e d 。 a c c o r d i n gt ot h ed e s i g n - p r o c e s so fh i g h - f r e q u e n ts w i t c hm o d ep o w e rs u p p l y ，t h i st h e s i s h a si n t r o d u c e dt h es e l e c t i o no ft h em a i ne l e m e n t s t h em a i nc i r c u i th a sb e e no p t i m i z e db y u s i n gp s p i c e an e wm e t h o d w h i c hi sm a k i n gf u l lu s eo ft h ed s p ss o u r c e h a sb e e n p r o p o s e d t op r o d u c et h ed i g i t a lp h a s e s h i f tp u l s e n et h e s i sh a sb u i l tt h es m a l ls i g n a lm o d eo f t h ef m l * b r i d g ep h a s e - s h i f tc o n v e r t e ra n di t sl r a n s f e rf u n c t i o n m e a n w h i l e t h ep o w e rf a c t o r c o r r e c tc i r c u i t ( a p f c ) h a sa l s ob e e nd i s c u s s e d ，e s p e c i a l l yo nt w o s t a g ea c t i v ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o nc i r c u i t n er e s u l t so fs i m u l a t i o na n a l y s i sh a v eb e e np m p o s e d w h i c hi sb a s e do n m a t l a b s i m u l i n k a n dt h es a m p l ec i r c u i t so f m p u t v o l t a g e ，i n p u tc u r r e n ta n do u t p u tv o l t a g eo f t h ea p f ch a v ea l s ob e e nb u i l t 1 1 1 ep o w e rs u p p l yh a st h ep a r a m e t e r sl i s t e da sb e l o w ： o u t p mv o l t a g e ：4 8 v ，o u t p u tp o w e r ：2 4 0 0 w ，s w i t c h i n gf r e q u e n c y ：1 0 0 k h z ，r i p p l e m o d d 潞：w i t h i n0 2 e 盛c i e n c y ：h i g h e rt h a n8 8 。p o w e rf a c t o r ：h i g h e rt h a n0 9 9 k e yw o r d s ：c o m m u n i c a t i o ns w i t c h m o d ep o w e rs u p p 时；d i g i t a ls i g n a l p r o c e s s ； f u l l - b r i d g ep h a s e - s h i f tc o n v e r t e r ；s i m u l a t i o n 独创性说明 作者郑重声明：本硕士学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工 作及取得研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外， 论文中不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含为获得大连理 工大学或者其他单位的学位或证书所使用过的材料。与我一同工作的同志 对本研究所做的贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 作者签名：涿丕缉日期：五旱： 2 圪五( 2 5 ) 在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电波，即 ( f ) = 0 ( t ) k ( 2 6 ) 在t 2 时刻，原边电流下降到1 2 。 4 开关模态3 t 2 ，t 3 】 1 4 大连理工大学硕士研究生学位论文 在t 2 时刻，关断q 4 ，原边电流f 。转移到c 2 和c 4 中，一方面抽走c 2 上的电荷，另 一方面同时又给c 4 充电。由于c 2 和c 4 的存在，q 4 的电压是从零慢慢上升的，因此q 4 是零电压关断。此时= 一，的极性自零变为负，变压器副边绕组电势下正上负， 整流二极管d r 2 导通，副边绕组l s 2 中开始流过电流。由于整流管d r l 和d m 同时导通， 将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也是零，v 。直接加 在谐振电感l 上，因此在这段时间里实际上谐振电感厶和c 2 、c 4 在谐振工作。原边电 流，和电容c 2 、c 4 的电压分别为： 在t 3 时刻，c 4 的电压上升到v i 。，d 2 自然导通，结束该开关模态。它的持续时间为： 岛= 去 5 开关模态4 t 3 , t 4 在t 3 时刻，d 2 自然导通，将q 2 的电压箝在零位，此时就可以开通q 2 ，q 3 是零电压 开通。q 2 j 乖【i q 4 驱动信号之间的死区时间川妇) k ，即 ， 扣1 去 虽然此时q 2 已开通，但q 2 不流过电流，l p 由d 2 流通，谐振电感的储能回馈给输 入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压 也为零，这样电源电压加在谐振两端，原边电流线性下降。 i r ( t ) = ( f 3 ) 一 4 ( f t 3 ) ( 2 1 2 ) 到t 4 时刻，原边电流从，。( f 3 ) 下降到零，二极管d 2 和d 3 自然关断，q 2 和q 3 中将流 过电流。开关模态4 的持续时间为： 乜= l ( 1 3 ) 圪( 2 1 3 ) 6 开关模态5 1 4 , t 5 】 基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 在t 4 时刻，原边电流由正方向过零，并且向负方向增加，流经q 2 和q 3 。由于原边 电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压圪，原边电流反向线性增加。 i p ( t ) = 一 2 ( f 一) ( 2 1 4 ) 到t 5 时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流一。纯) k 值，该开关模态结束。 此时，整流管d r l 关断，d r 2 流过全部负载电流。开关模态5 的持续时间为： f 5 ：l , i l i _ ( t , 一) k ( 2 1 5 ) r 研 7 开关模态6 t s ，t 6 】 在这段时间里，电源给负载供电，原边电流为： o ，= 一差i j ：誓。一岛，c 2 ，6 ， 因为厶k 2 ，上式可简化为下式： o ) = 一警( ，一如) ( 2 1 7 ) 在t 6 时刻，q 3 关断，变换器开始另一半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半 个周期。 2 4 2 移相全桥z v s 变换器的几个关键问题分析“”嘲嘲 2 4 2 1 超前臂和滞后臂实现z v s 的条件 由前述内容可知，要实现超前臂和滞后臂的零电压开通，必须有足够的能量用来： ( 1 ) 抽走将要开通的开关管的结电容( 或外部附加电容) 上的电荷； ( 2 ) 给同一桥臂关断的开关管的结电容( 或外部附加电容) 充电； 同时，考虑到变压器原边绕组电容，还要有一部分能量用来： ( 3 ) 抽走变压器原边绕组寄生电容c 。上的电荷。 也就是说，要实现开关管的零电压开通，必须满足下式： 111 e 寺c 1 2 + 寺q 2 + 寺c 知圪2 = c i 2 + c m 2 0 = e a d ，砬g ) ( 2 1 8 ) 二二二二 具体到每个桥臂，情况又有所区别： 1 6 大连理工大学硕士研究生学位论文 超前桥臂容易实现z v s ，这是因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电容工，与谐 振电感串联，此时用来实现z v s 的能量是上，和中的能量。一般来说l r 很大，在超 前桥臂开关过程中，其电流近似不变，等效于一恒流源。这样能量很容易满足式2 1 8 。 同时为了实现超前桥臂的零电压开通，必须使q l 和q 3 的驱动信号的死区时间满足以下 关系： 乃( m ) 华；丝芦 ( 2 1 9 ) pp 对于滞后桥臂要实现z v s 就比较困难，因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边 是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其 流通路径由逆变桥提供；另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器 原边没有关系。此时用来实现z v s 的能量只是谐振电感中的能量，如果不满足下式， 那么就无法实现z v s 。 l 2 c 矗) 2 + 2 ( 2 2 0 ) 由于输出滤波电感三，不参与滞后桥臂z v s 的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂实 现z v s 就要困难得多，因为谐振电感比输出滤波电感要小得多。 同时滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即 乃詈：i 瓦丽= 詈：瓦 ( 2 2 1 ) 所以，要实现z v s ，主要是满足滞后桥臂的z v s 条件，要满足上式，有两个途径， 要么增加谐振电感厶，要么增加1 2 。 l 、增加励磁电流 对于一定的谐振电感，必须有一个最小的1 2 值1 2 。i i i 来保证谐振电感中的能量 圭厶血2 能实现z v s 。 由于增加了励磁电流i m ，原边电流在负载电流的基础上多了一份励磁电流，因而增 加了它的最大电流值，也使通态损耗加大。同时，励磁电流的增大，增大了变压器损耗。 因此在励磁电流的选取上，应充分考虑器件和变压器损耗。 2 、增大谐振电感 由于励磁电流与负载无关，因而在轻载时，变换器的效率很低。实现z v s 的另一 种方式是增加谐振电感。要在一定的负载范围内实现z v s ，就可以知道一个最小的负载 基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 电流，根据这个电流，忽略励磁电流，可得到1 2 的最小值1 2 。i n ，利用上式计算出所需的 最小谐振电感。 2 4 2 2 副边占空比丢失问题 副边占空比丢失是p s z v s p w m 变换器中一个特有的现象，它总是发生在由续 状态向输出能量状态转换的开始。所谓占空比丢失，就是副边的占空比l 小于原边的 占空比d ，即d ， d 翳，其差值就是丢失的占空比： d k = d ， 钆 ( 2 2 2 ) 副边占空比丢失的原因是：如图2 7 所示，q 2 刚开通，流过谐振电感的电流衰减 至零或者还未衰减到零，变换器的次级处于短路状态，其两端电压为零，l 承受的电源 电压k 。，其电流反方向增加，只有当反方向的电流增加到f 0 k 时，交换器的次级才退 出短路状态，直流输入电源向负载提供能量。这段时间为丢失的占空比，并且有： = 掣 由式可知：l 越大，上k ，越大；负载越大，三k 越大；越小，p 。越大 为了减小占空比丢失，可以采取减小谐振电感或者增加输入电压等措施。但同时这 又使滞后臂难实现软开关，并且提高了功率管的耐压。针对这个问题，已经有许多文献 提出了相关的解决方法，如：增加励磁电流、变换器的初级串联饱和电感、为滞后臂增 加辅助谐振网络等。 。 2 4 3 改进型移相全桥z v $ 变换器嘲嘲 常见的z v s 移相p w m 变换器原边加入串联谐振电感来实现滞后桥臂的零电压开 关，但是，原边采用饱和电感，又会延长电流下冲或上冲、过零反向换流的时间，即延 长了副边电压被两个整流二极管同时导通钳位在低电平的时间，这就使副边占空比丢失 也相应增大，电源整流效率则降低，尤其是在输入电压最低，负载最大时尤其严重。为 了减小谐振电感，提高副边有效占空比，可采用保留附加谐振电感，再并联增设辅助谐 振网络，对轻载时实现z v s 显著有效。 辅助谐振网络不干扰主功率变换，功耗也小，其工作状态不受负载电流大小的影响。 辅助谐振网络能使滞后臂开关管在轻载时实现z v s ，明显减少占空比丢失，提高了电源 的效率和可靠性，对全桥软开关电源的性能改进有重大实用价值。辅助谐振网络电路图 和它的工作波形如图2 1 5 所示。单纯的移相控制全桥变换器电路与工作波形，如图2 1 6 1 8 大连理工大学硕士研究生学位论文 所示，当把它与辅助谐振网络合并，共用1 个桥臂后，就能得到图2 1 7 的全桥软开关变 换器电路。 i 一 拉 i 一 g a 旷 l 口 nk一止 图2 1 5辅助谐振网络的基本电路结构与工作原理波形 f i g 2 1 5 t h e b a s i c s t r u c t u r ea n d w o r k w a v e f o r mo f t h e a s s i s t r e s o n a n t n e t w o r k i r 4 r 、 ：r 一 慧、旧， 图2 1 6单纯的移相控制全桥变换器电路与工作波形 f i g 2 1 6 t h es t r u c t u r ea n dw a v e f o r mo f p h a s e - s h i f tf u l lb r i d g ec o n v e r t e r 1 9 基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 图2 1 7 与辅助谐振网络合并后的移相控制全桥变换器电路 f i g 2 1 7 t h e c o m b i n e d s t r u c t u r e o f a s s i s t r e s o n a n t n e t w o r k a n d p h a s e - s h i f t f u l l b r i d g e c o n v m e r 辅助谐振网络的电流增强原理是：当滞后臂下管q 4 关断时，辅助电感的电流与原 边电流同时流入节点b ；而当滞后臂上管q 2 关断时，它们又同时流出节点b 。也就是 说两种电流同时对并联电容器充电、放电，它在各种负载电流时，特别是轻载或空载等 最恶劣条件下，也能在q 2 、q 4 开通之前，抽掉并联电容器中的电荷，实现完满的零电 压开关z v s 。 2 5 本章小结 本章分析了高频开关电源的工作原理、设计步骤，阐述了常用的五种隔离式变换器 的拓扑以及适用范围，介绍了软开关的不同种类，重点介绍了移相全桥功率变换 z v s d c d c 变换器的工作原理以及该结构中超前臂和滞后臂实现z v s 的条件，并就副 边占空比丢失问题，结合相关文献，提出了采用保留附加谐振电感，并在滞后臂增设辅 助谐振网络。 该辅助谐振网络不干扰主功率变换，功耗也小，其工作状态不受负载电流大小的影 响。 2 0 大遂疆工夫擘殒舔究堂攀继沦_ 文 3 通信离频搿关电源豹主隗路的设计与实聪 毫藏舞筵纛添蹙耋滚毫漂鬈缝簿窆蘩鼙务，冀瞧戆熬爨鸯蒋壹羧影蘸粪整令蓉统羹 毪能。夔饕菇壤帮关窀源静袋髅，入稍辩蔫叛开关媳瓣熬簧求越来越舞，囊蘩表现在尼 个方面：其一撼开关电源要有较高的性能指标，如输出缎波系数小、功察阂数高、效率 高等；其二愚种熬电源要具有比较蹴鬻的自我检测与撼制功能，能够实现敞障保护和自 恢复功憩，谢竣藏妁智麓纯承警；麓三是舞关电源隳帮寝浅可编程、掰辩缀嚣砖能。 搴章燕德突懿妻要整残帮努，童蔡越毫嚣主爨黪避簿分辑与凌嚣，莠避弦了臻搴变 羧器主要蠢辫黪参数豹诗冀。激魄潞蔸瓤录l 爨承。 3 1 通信离频开关电源的技术指标嘲 根据实际鬻瓣，电源应该能猩一寓的条件下工作，遮刹所要求的技术。熊技术指标 蛰下； f l 簸天瓷隘鸯摹耱5 0 h z 建t 0 ，骞蔑蓬浚麓蘩蕊；2 2 0 v 2 懿6 ，瓣1 7 6 2 鞲擎； 往) 输爨赢流魄疆：额定嫩瓣港- - 4 8 v ，波动魏黼一4 3 v 一5 9 v ； ( 3 ) 输出电流i5 0 a ； ( 4 ) 开关獭辫：1 0 0 k h z ： 疆) 致没塞数不夫子税2 ； 瓣惑鬣瓤救攀琴羲 ：s 嚣； f 乃耱察裁数零糕于0 9 9 。 为了便予厨黼的设计，我们掩做如下的基本计辣： ( 1 ) 设簖频榭源功率因数校i e ( a p f c ) 的效率为ql 娟。9 5 5 ，d c d c 的散率为 n 2 神9 2 5 ，则整机效攀为督“暂卉：= 0 9 5 5 x 0 9 2 5 - - 0 ，8 8 3 。 瓣濑懑凄窭：名= 毛吃= 5 5 a x 5 5 v = 3 t 9 0 w ； 鬏邂祷氆臻率：= i o x 聪= 5 0 a x 4 8 v = 2 4 0 0 w 。 ( 3 ) 最大输入功率：乇= 岛，7 = 3 1 9 0 0 8 8 3 = 3 6 1 2 w # 额定输入= 叻举：只= 只叶* 2 4 0 0 0 8 8 3 = 2 7 1 8 w 。 强) 最大输入电流；= 磊，幽= 3 6 1 2 1 7 6 = 2 0 5 a ； 熬滗狳天邀滚：乏= 霉，载= 2 7 1 8 2 2 0 = 1 2 。4 a 。 国有溧姥率魏数较歪输避嫩蕊# 麓= 3 9 0 5 v ( 6 ) 有源功举因数校正输出魄流# ，。- - - 6 6 爿。 基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 3 2 主电路选型嘲 一般采说，夺功率电源( i i o o w ) 宝采蠲魄鼹麓萃、成本低敬反激型电路；电滚 功率在i o o w 戳下置工俸舔境予挠狠大、输入嘏聪震塞瑟劣、输爨缒魏频繁对，剩应采 用正激墅电路；对于功率大乎5 0 0 w ，- i - 作条件较好的电源，则采用半桥型或全桥型电 路较为合理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥型电路；如果功率很大，则应采用 全桥型电路；推挽型电路通常用于输入电压很低、功率较大的场合。本电源最大输出功 率为5 0 x 5 8 w = 2 9 0 0 w ，属- 7 - 功率较大的开关电源，医此选用全桥型变换电路；采用移 稳全耪式z v s - - p w m 臻率燹羧技零，嚣关损耗奎，效率高。 3 3 输入滤波电容的选撵矧 本开笑电源采用的是单相2 2 0 w 5 0 h z 的交流电p k ，经过全桥熬流后得到脉动的真 流电压圪。输入滤波电容c i 耀来平滑这一直流电压，使其脉动减小。按照下面的步骤 诗算q 瓣镶。 ( 1 ) 输入交流电的线电聪的有效值酬一 k ；1 7 6 v - 2 5 3 v ； ( 2 ) 输入交流电的线电臌的峰值2 酬2 k 伽l 。) ：2 4 9 v 3 5 8 v ； ( 3 ) 熬流滤波后直流电压的最大脉动值： = 4 2 x ( 2 0 一2 5 ) = 2 4 9 x 2 0 = 5 0 v 4 ) 输入滤波磊懿壹流魄愿珞：2 嘲一) 一0 2 毛嘲婶，鬟| l 袅；2 0 0 v - 3 5 8 v ( 5 ) 输入功率只为：鲁= 等- 2 7 2 7 ， 为了保证整流滤波后的盥流电压最小值，符合要求，每个周期中c 埘所提供的能 量约为： 致：互：三也一2 4 0 0 1 0 8 8 6 0 6 1 j ” j 。；。 锅 因此，输入滤波电容容擞为： q 一砺忑j 誉赢磊= 蕊6 0 6 1 2 4 9 - 2 0 0 - 2 7 5 5 p f h 一( 扬乞) 2 一( 而o 一) 2 - 2 2 ”叫 霉毅逸蠲疆令6 8 0 z f 4 0 0 v 静电解电容势驳绽焉。必了撩期嵩羧毫匿尖峰，奁宅瓣 电容两端弗联一个1 5 a f 的光极性的高频电容。 大连理工大学硕士研究生学位论文 3 4 高频变压器的设计堋嘲鲫 高频变压器是开关电源中的核心元件，许多其他主电路元器件的参数设计都依赖于 变压器的参数，因此应该首先进行变压器的设计。 高频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波，因此其工作状况同工频变压器是很 不一样的，设计公式也有所不同。变压器的设计思想是：要求在最低输入直流电压需要 设计的参数是电压比、铁心的形式和尺寸、各绕组匝数、导体截面积和绕组结构等，所 依据的参数是工作电压、工作电流和工作频率等。 ( 1 ) 电压比n电压比计算的原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下， 输出电压能达到要求的上限，考虑到电路中的压降，输出电压应留有裕量，即 n u d f 3 n u 。+ u 、7 式中，n 为电压比；u i 晌为输入直流电压最小值，应选取输入电压下限并注意考虑 电压的纹波；d 一为最大占空比，考虑副边占空比丢失，取0 8 5 ；u 。为最高输出电 压；a u 为电路中的压降，应包含整流二管压降和电路中的线路压降等。 本电源中，可得n u d ：2 0 0 。0 8 5 _ _ 3 u 。伽5 8 + 2 0 ( 2 ) 铁心的选取计算出电压比后，可根据以下公式选取合适的铁心： 4 4 2 赢 3 2 ) 式中，4 为铁心磁路截面积；4 为铁心窗口面积；0 为变压器传输的功率；丘为 开关频率；b 为铁心材料所允许的最大磁通密度的变化范围；以为变压器绕组导体的 电流密度；t 绕组在铁心窗1 2 1 中的填充因数。本电源中，变压器的传输功率b 为3 0 0 0 w ， 开关频率正为1 0 0 1 & i z ；考虑到实用性和可购买性，铁心材料选铁氧体，其口取0 2 t ， 导体电流密度吃选取铂妇m 1 2 ，即4 x 1 0 6 a m 2 ，窗口填充因数丘选取o 5 ，将这些数据 代入公式，得 4 以忐= 而而五3 0 丽0 0 而观5 1 0 搿 根据铁氧体铁心生产厂家提供的手册，并充分考虑铁心的饱和裕量，可以选择铁心 型号为e e 6 5 ，其铁心截面积为3 8 1 0 4 m 2 ，窗口面积为4 8 9 x1 0 4 m 2 ，铁心截面积一 窗口面积的积为1 8 6 1 0 m 2 。可以满足要求。 基予d s p 的智能通信开关魄源的设计与开发 ( 3 1 绕组匝数选定铁心藤，便可以计算绕缎匝数。由于电压比融知，可以首先计 算出一次藏二次绕组匝数中任意一个，然后再缀掇变压比摧算出另个绕组的匝数。邋 豢谤算二次绕组垂数委蔫攀麓，诗霎公式秀 2 一监2 z t 也a = 丽丽蒜丽丽熹4 一次绕组匝数可由二次绕组匝数和电压比推算得到，为 l = 鹕；3 x 4 = 1 2 绕缝嚣箨截嚣鬏攒滤逶各绕缝熬鬯潺壤秘该悫选定懿惫滚密度，瑟霹诗算爨 绕组导体截蘧为 4 一乏， 由此珂褥二次绕组的导体截面积为复：。冬。5 0 _ ：1 2 5 m 小2 ，根攒电压比可以算出一 辱 次绕缢警髂豹截嚣积为 如一生n = 慧= 4 4 r a m 2 为了减小导线的集肤效威，一般采用多股导线绕制。 为便予整体设计的p s p i c e 仿真，本文利用i n t u s o f f 公司的m a g n e t i c sd e s i 驴e r 软件p l l 瓣交压爨送行谤算辊麓秘设谤，获褥毫菝交瑟瑟瓣p s p i c e 攘鍪，霉黻镬p s p i c e 建攘交 褥容易，它可以设计几乎掰霄形式的变垂器与锻瓣，箕蠹_ 建数据瘁镪食国矫主要磁性嚣 件生产厂商的上千种商业化磁芯数据，如t d k 、m a g n e t i c s 、p h i l i p s 、t h o m s o n 等。设计 中可预估漏感、绕组电容、峰值磁通密度、直流绕组电阻、高频交流电阻、铜损、铁损、 重量、温升、窗日利用系数等实际变压器的参数值。设计完成后，w 以直接生成变压器 或电感鹣s p i c e 模型，就模黧氛含惑抗、交流每纛滚迄隆、铁损与镄攮、潺感和绕缀电 容等诸多笈杂的寄生参数，麓实际交压器工终狄凝# 鬻迓叛。嚣蔫m a g n e t i c sd e s i g n e r 可以根据设计者选定的磁芯、输入衙出电压和电流及工作频率等参数翻动计算绕线匝数 与线径，给出最佳化尺寸与绕线形式，自动设计究成后还可修改匝数、绕线线径与形式、 绝缘层厚艘等参数，并可立即依改变的参数重新计算所有规格信息。圈3 。l 为m a g n e t i c s d e s i g n e r 磁蕊选择窗口，凰3 2 为m a g n e t i c sd e s i g n e r 变压器设计密翻。 大连理工大学硕士研究生学位论文 图3 1 f l n g n e t i c sd e s i g n e r 磁芯选择窗口 f i g 3 1 m a g n e t i c sd e s i g n e rc o r es e l e c t i o nw i n d o w 图3 21 4 a g n e t i c sd e s i g n e r 变压器设计窗口 f i g 3 2m a g n e t i c sd e s i g n e rt r a n s f o r m e rd e s i g nw i n d o w 利用m a g n e t i c s 设计变压器需要输入以下高频变压器的工作参数： 基于d s p 的智能通信开关电源的设计与开发 输入电压：3 9 0 v 输出电压：4 8 v 输出功率：2 4 k w 工作频率：1 0 0 z 将以上参数输入m a g n e t i c sd e s i g n e r 后，自动完成初步设计，经手工修正匝数、绕 线线径与形式等参数后，使所设计变压器满足：温升低于5 0 ，铜损与铁损比较接近， 直流电阻与交流电阻也接近，设计完成后的变压器p s p i e e 程序清单见附录2 。 3 5 输出滤波电路的设计池1 输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流成分，得到平 滑的直流输出。在开关电源中，通常采用一级l c 滤波电路，当要求输出纹小时也可采 用两级l c 滤波电路，如图3 3 所示。 “ 图3 3输出滤波电路： a ) 单级l c 滤波电路b ) 两级l c 滤波电路 f i g 3 3 t h eo u t p u tf i l t e rc i r c u i t a ) s i n g l e s t a g el cf i l t e rc i r c u i t ；b ) t w o - s t a g el cf i l t e rc i r c u i t 滤波器的设计应首先进行电感的设计，然后再进行电容的设计。 在d c d c 全桥变换器中，原边电压经变压整流后，为方波电压。从输出滤波侧看， 此电路类似于降压变换器，其工作频率为开关频率的2 倍。因此可以按降压变换器的公 式计算输出滤波电感和电容。 直流输出l c 滤波的工作频率为l o o k h z ，通信开关电源整流模块要求在5 的额定 负载下，保证输出滤波电感电流在某一最小电流时保持连续，也就是说，电感总电流变 化的峰一峰值l ，= l o 1 0 = 0 1 x 5 0 = 5 a ，则输出滤波电感可按下式计算： 工，：j 昝f 1 一旦1 ：坐磐1 1 一旦1 ：1 1 1 3 a h 2 ( 2 z ) lj2 x 2 x 1 0 0 x 1 0 x 5 3 1 0 ) 王戮 大连理工大学硕士研究生学位论文 在开关电源的输出高频整流电路中，其输出端均要并联滤波电容器，以滤除高频开 关电流纹波，降低输出纹波电压，以满足负载供电要求。输出滤波电容的选择主要包括 额定工作电压配和容量c ，的选取，其中输出滤波电容器额定工作电压圪的选取主要由 输出电压的最大值圪一决定，同时还要考虑各类振荡等因素，所以在确定输出滤波电容 器的工作电压时，必须大于最高输出电压匕一，并适度留有足够的裕度，同时也要考 虑电源的成本，一般选取裕度系数k = 2 3 ，即 圪= ( 2 3 ) 。( 3 3 ) 输出滤波电容器的容量c ，的选取，由于是全桥变换器，所以 五：尘生：旦坚：0 0 1 ，根据设计指标，纹波系数要0 2 ，由于本电源额定输 。刖w 5 出电压为4 8 v ，刚输出电压的纹波电压以o 0 9 6 v ，考虑到功率开关管开关和输出整 流二极管开关时千万的电压尖峰以及直流母线电压残留的纹波，可令输出电压的纹波 为：以= 5 0 m v ，代入上式： c ，：塑兰璺二旦墅!：4 0 i f l ，= - ：2 。 7 3 2 x 1 1 1 3 1 0 - o 0 0 5 x ( 1 0 0 x 1 0 1 电容的等效阻抗为： 置拿 ：半：o 0 1 ，考虑到电解电容有寄生电阻e s r ，且电源的最大输出电 口t l o p p ) 压为5 8 v ，这里选用一个2 2 0 0 t f 6 3 v 的电解电容。 3 6 谐振电感值的计算嘲 谐振电感用来实现滞后桥臂的零电压开关，为开关管的零电压开关提供足够的能 量。为实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式： 寺工，2 = 詈c ：2 ( 3 4 ) 其中，是谐振电感，是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，c ：是开关管 漏源极电容，圪是母线直流电压。由式3 4 知，要使得轻载时滞后桥臂实现零电压开关， 谐振电感应取得较大；由第2 4 节分析可知，谐振电感取得过大将导致副边占空比 丢失严重。综上，谐振电感的取值应折中考虑两方面的要求。本电源谐振电感值按o 7 倍满载以上实现零电压开关设计，即 基y - d s p 的智能通信开关旗源的设计与开发 ，。o；l+a0207x50+1021 3 3 彳 j 糌一= i 月 疗3 取受裁惫流失5 a ( 帮滚簸毫漉懿t o o , 4 ) 彗雩滤波龟感f 戆毫浚毛，漆爨连续。帮乏式 中越，帮滤波电感电流的脉动薰，取为t o a 。 功帮开关管s t w 3 0 n m 6 0 d 的漏源级间电裙c k = 2 5 2 0 p f ，为了在任意吆时均能 实现滞厝桥臀的零电压开关tk 取最大值m 。，= 3 5 8 v ，则谐振电感t = 4 8 u h 3 7 。功率并关管的选撵 由第二章常见功率半学体器件的介绍笄从功率开关的速度和驱动电路的箍洁出发， 本电源选用m o s f e t 作为功率开关管来构成全桥电路，由于输入熬流滤波后的直流电 压最大值心( 。，为3 5 8 v ，所以功率开关管的电臌威力v m s 为3 5 8 v ，本电源功率开关管 的额定电愿可选用5 5 0 , - - 6 0 0 v 以上的，输出滤波电感电流的最大僮为 毛 擗蝴。毛+ 音茛蓼= 5 0 + 专1 0 = 5 5 a ， 变臌嚣原边电流最大值为 厶啦。) = 0 ( 慨) n = 5 5 3 - - 1 8 3 a ，可选用2 5 4 0 a 的功率开关管因此，本电源功 率开关管选用s t 公司的s t w 3 0 n m 6 0 d ，漏源电臁嚣为6 0 0 v ，最大漏源电流厶为3 0 a ， 导逶龟瓣懿蔑o 1 2 5q ，濂源缀凌电容c 基为2 5 2 0 p f