（电力电子与电力传动专业论文）高功率密度classe谐振变换器的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s t r a c t n o w a d a y sw i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to ft h et e c h n o l o g y , t h ec e l lp h o n eb e c o m e s s m a l l e ra n ds m a l l e r , w h i c hb r i n g sg r e a tc h a l l e n g et ot h ec h a r g e r ：h i g h e rp o w e rd e n s i t y t oi n c r e a s et h ep o w e rd e n s i t y , g e n e r a l l yt h e r ea r et w ow a y s ：h i g hs w i t c h i n gf r e q u e n c y a n dm a g n e t i ci n t e g r a t i o nt e c h n o l o g y t h et r a d i t i o n a lt o p o l o g yf o rt h ec h a r g e ri sn o t s u i t a b l ef o rh i g hs w i t c h i n gf r e q u e n c y , s oc l a s s - er e s o n a n tc o n v e r t e ri sb r o u g h ta st h e t o p o l o g yo ft h ec e l lp h o n ec h a r g e r c l a s s er e s o n a n tc o n v e r t e rc a nr e a l i z ez v s o ft h e m a i ns w i t c h ，w h i c hi ss u i tt ow o r ka th i g hs w i t c h i n gf r e q u e n c y s t a n d b yl o s so ft h ec o n v e r t e ri sab i gp r o b l e ma th i g hs w i t c h i n gf r e q u e n c y t o d e c r e a s et h es t a n d b yl o s s ，w eu s et h e b u r s tm o d e ”s t a n d b yc o n t r o li nc l a s s e r e s o n a n tc o n v e r t e r w i t ht h eb u r s tm o d ec o n t r o la n dl o w - l o s ss t a r t - u pc i r c u i t ，t h e s t a n d b yl o s so ft h ec o n v e r t e ri sr e d u c e dt ol o w e rt h a n0 3 w , w h i c hm e e t st h e i n t e r n a t i o n a ls t a n d a r d a n dt h eo u t p u tv o l t a g er i p p l ei sl o w e rt h a n5 a l lt h r o u g h 9 0 2 6 5 va ci n p u t t or e d u c et h es i z eo ft h ec o n v e r t e rf u r t h e r , t h em a g n e t i ci n t e g r a t i o nh a st ob e e n u s e d t h e r ea r ef o u rm a g n e t i cc o m p o n e n t si nc l a s s er e s o n a n tc o n v e r t e r ：t h ei n p u t i n d u c t o r , t h es e r i e sr e s o n a n ti n d u c t o r , t h ep a r a l l e li n d u c t o ra n dt h et r a n s f o r m e r t h e p a r a l l e li n d u c t o r c a l lb e i n t e g r a t e dw i t ht h et r a n s f o r m e rb yu s i n gt r a n s f o r m e r m a g n e t i z i n gi n d u c t o r t h es e r i e sr e s o n a n ti n d u c t o ra n dt h ei n p u ti n d u c t o rc a nb e i n t e g r a t e d 、 ，i t ht h et r a n s f o r m e rb yu s i n g “c o m m o nm a g n e t i cp a t h ”m e t h o d a c c o r d i n g t ot h ed i f f e r e n tp o s i t i o n so ft h em a g n e t i cc o m p o n e n t si ne em a g n e t i cc o r e ，t h e r ea r e t h r e ed i f f e r e n tf u l l yi n t e g r a t e ds t r u c t u r e s w ea n a l y z et h ep o w e rl o s so ft h et h r e e d i f f e r e n ts t r u c t u r e sb ya n s o f ls i m u l a t i o n t h ep r o t o t y p eo ft h ef u l l y i n t e g r a t e d s t r u c t u r ei sb u i l ta n dw ea n a l y z et h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t s c o m p a r e dt ot h ed i s c r e t e s t r u c t u r e t h es i z eo ft h et o t a lm a g n e t i cc o m p o n e n t si sr e d u c e dt oo n l y2 7 4 k e yw o r d s ：m a g n e t i ci n t e g r a t i o n ，c l a s s er e s o n a n tc o n v e r t e r , h i g hs w i t c h i n g f r e q u e n c y , h i g hp o w e rd e n s i t y , s t a n d b yc o n t r o l n 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 第1 章绪论 本章第一节主要对手机充电器的研究现状和发展趋势进行了分析，并提出了 减小手机充电器体积和重量，提高其功率密度的方法；然后在第二节中介绍了一 种可以应用在小功率充电领域的谐振变换器拓扑结构l a s s e 谐振变换器； 最后第三节在上述分析的基础上，对本文的选题意义和研究内容进行了介绍。 1 1 手机充电器的研究现状及发展趋势 近年来，随着人们生活水平的不断提高，手机的应用越来越普及。由于充电 器是手机必须的配套附件，所以人们在享受手机带来的方便和快捷的同时，也对 其充电器的体积和重量提出了更高的要求。 目前市场上应用较为成熟的手机充电器多采用的是自激式反激变换器1 1 1 ，图 1 1 所示为一款诺基亚( n o l ( i a ) 通用型手机充电器的电路原理图f 2 1 。该电路能够自 激振荡向负载传递能量。当三极管q l 导通时，输入电压加在变压器原边，由于 副边二极管反偏，不向负载传递能量，能量储存在变压器原边绕组l l 中；当三 极管q l 关断时，储存在绕组l l 中的能量向负载传递。同时该电路可以通过q 2 和v d i 来稳压保护实现输出的稳定。这种变换器结构简单，成本低廉，能够自 动调节来满足宽输入电压范围的要求，所以被工业界广泛采用。 图1 1 诺基弧通用型手机充电器电路拓扑 目前市场上的手机充电器体积都较大，一般为5 0 - 8 0 c m 3 ，通用的旅行充电 l 浙 学硕学位论女第1 章绪论 器体积也有5 8 c m 3 。要减小手机充电器的体积，我们需要知道充电器内部各部分 元器件体积的分布情况。图l2 为飞利浦公司对市场上高端的手机充电器中各元 器件所占体积的调查结果o l 。由图12 ( 曲我们町以看出使用的元件所占的体积只 【l ，手机充电器总体i | 的2 9 ，其他7 1 的体积因为封装不合理等原凼没有得到 先分的利玎。由罔12 ( b ) 我们可以看出电感和变压器等磁元件占元件总体积的 3 1 ，电容占元件总体积的1 8 ，两者占到元件总体积的一半。要减小手机充电 器的体积和重量，首先通过调整和改善封装结构，使得电路的布局更加合理和紧 凑，以减少空问的浪费；另外可以通过提高工作频率和使用磁兀件集成的方法来 减小体秘提高功率密度。由于无源元件的体秘占4 元件总体秘的一半，提高频 率可以柏j 效的减小无源元件的体积，磁集成技术也能够有效的减小磁元什的体 积。对于反激式变换器，丌关频率的提高会造成开关损耗的增加。这样要使得充 电器能够在高频下高效的工作，必须实现丌关管的软丌关。但是要使反激式变换 器的j 芙管具有软丌关的功能，需要额外增加，器件，又加大了充电器的体积， 火上了提高频率的意义。我们必须寻找新的拓扑结构束实现开关管的软丌关。谐 振变换 可以有效地利用电路自身电容和电感的谐振，束实现开关管的软开关， 凼此町以使用谐振变换器作为手机充电器的主电路拓扑结构来实现高频高效工 作，从而达到减小体积的目的。 a ) 充电器总体秘利h 4 牢( b ) 充电器并部分兀什所【1 i 体秘 阿12f 机光电器体# 唰州示意图 1 。2c l a s s e 谐振变换器介绍 目前l l c 谐振变换器【拍惋片| 较为广泛，投术也比较成熟，但是l l c 谐振 变换器是半桥结构，需要曲个”关管，增加了成小。而c l a s s e 谐振变换器是单 管电路，结构简单，成本低，冈此本文选择c l a s s e 谐振变换器作为手机充电器 、 浙江大学硕士学位论文第l 章绪论 的主电路拓扑结构进行研究。 1 2 1c l a s s e 谐振变换器概述 c l a s s e 电路最早应用在功放领域，功率放大器是无线收发系统中的最后一 级，它对于提高发射信号强度、延长系统使用时间、减小系统体积重量等起着关 键性的作用。e 类功率放大器理论上能实现1 0 0 的工作效率，因此e 类功率放 大器0 1 的研究一直是国际上的热点。1 9 7 5 年n o s o k a l l 和a d s o k a l 提出了 应用c l a s s e 功率放大器的原理来设计变换器。自此以后，许多人对变换器的设 计和分析进行了研究。但是初期研究的是非隔离的c l a s s e 变换器【1 2 。5 1 ，电路拓 扑如图1 3 所示。该变换器结构简单，但是输入输出不隔离，输入输出电压比不 能过大，而且无法实现多路输出，因此隔离型的c l a s s e 谐振变换器开始被越来 越多的研究。隔离型c l a s s e 谐振变换器【1 6 - 2 2 的电路拓扑如图1 4 所示。 是 l 茜上 j lj ：ty 证邓r ：i 】 渤引 a c 沪 lj 图1 3 非隔离c l a s s e 变换器电路拓扑 士 ”d 2 上f l 下 卜 j _ 之d 3 -j 图1 4 隔离型c l a s s - e 谐振变换器电路拓扑 c l a s s e 谐振变换器中，输入端由于电感厶n 足够大，电路可以等效为一个电 流源输入。整个电路的工作工程可以直观地理解为当输入电压大于主开关管 并联电容c l 两端电压时，输入电压对输入电感厶n 充电，厶n 储存能量；当输入 电压k n 小于c l 两端电压时，厶n 上储存的能量向后级传递。主开关管s l 寄生的 体二极管d i 和并联电容c l 为开关管的开通和关断创造了软开关条件。一方面， 当s l 关断时，因为电容充电需要时间，所以开关管两端的电压仍然很小，降低 3 浙江大学硕十学位论文第l 章绪论 了开关管的关断损耗；另一方面，主开关管s l 导通前其体二极管d l 导通，为主 开关管创造了零电压开通的条件。 1 2 2c l a s s e 谐振变换器的工作原理分析 在c l a s s e 谐振变换器的主电路中，交流电压通过整流桥的不控整流和输入 电容的稳压和滤波，变成直流电压。由于输入电感足够大，所以流过输入电感的 电流脉动量很小，输入侧可以看成是一个电流源输入，如图1 5 所示。电路的谐 振腔由主开关管的并联电容c l ，串联谐振电感三。，串联谐振电容c s ，并联电感 三m ，变压器和负载组成。通过主开关管的通断来改变电路的谐振状态，控制原副 边的能量传输。副边采用全波整流输出，输出滤波电容较大，使输出电压的纹波 较小。下面我们就对c l a s s e 谐振变换器在各个阶段的工作过程瞄j 进行简单分析。 士 ”d 2 ij 士i f 。1 j 之d 3 -li 图1 5c l a s s - e 谐振变换器等效电路拓扑 阶段l ( f o r 1 ) ：t o 时刻前，主开关管s l 导通，输入电压对输入电感充电储 能。负载依靠输出电容c 0 提供能量。t o 时刻，主开关管s l 关断，流过输入电感 的电流九i n 和流过谐振回路的电流也对主开关管的并联电容c l 充电。储存在输 入电感的能量转移到谐振回路中。在谐振回路中，并联电容c l ，串联谐振电容 c s ，串联谐振电感厶，并联电感三m 发生四阶谐振。在这个阶段中，谐振电流也 为负的，幅值逐渐增加。当主开关管的电压l 谐振到和串联谐振电容g 两端 的电压比。相等时，谐振电流也到达负向的峰值。当变压器原边电压谐振到 ，z ( v o + ) ，这个阶段结束。其中虼是输出电压，v f - d 2 是二极管d 2 通态压降。 阶段2 ( t l - r 2 ) ：t i 时刻，变压器原边电压等于t l ( v o + 咋聊) ，副边二极管 d 2 导通。在这个阶段中，变压器原边电压被输出电压箝位，并联电感三m 不参与 谐振，流过并联电感上m 的电流i l m 线性增加。谐振回路中，并联电容c l ，串联 4 l 江人t 学位论史第1 章绪论 谐振电容c s ，串联谐振电感厶发生三阶谐振，谐振电流i l 。从负到正变化，当谐 振电流过零时，并联电容c 一上的电压达到峰值，串联谐振电容g 上的电压负向 达到峰值。谐振电流n ；和并联电流i l 。之差向副边传递能量。当谐振电流也和 并联i u 流i m 相等时，副边极管d 2 过零关断，这个阶段结束。 阶段3 ( t 2 t ) ：t 2 时刻，谐振电流i b 和并联电流l m 相等，副边一极管d 2 关断，原制边脱肝。谐振回路中并联电容c i 、串联谐振电容g 、书联谐振电感 ；和井鞋l u 感。发生叫阶谐振。当主开关管两端电压谐振到零，这个阶段结束。 阶段7 ( 1 6 t 7 ”c 世 l | t i 芒珊。 【” 1 丹 。：抄 翔 ! 二骚 穗从 v c t叫 圳叶 ；卅 寸m u h 刈 h 。纂毖 i ， lrn ：、 l 一 、 也 一 q侩q耐 hi7c l a s s - el 振变换器l 作波彤 签 幽i6c l a s s el 自振变换器1 ：作原理阶段分析 5 砰 瞪啦一匿，一犟田略， 浙江大学硕士学位论文第l 章绪论 阶段4 ( r 3 t 4 ) ：t 3 时刻，主开关管两端电压谐振到零，主开关管的体二极管 导通。这个阶段，谐振回路主要由串联谐振电容c s 、串联谐振电感三。和并联电 感k 组成。这个阶段为下一阶段主开关管导通创造软开关条件。当主开关管s l 导通时，这个阶段结束。 阶段5 ( “t s ) ：t 4 时刻，主开关管s l 导通。谐振回路由串联谐振电容c s ，串 联谐振电感厶，并联电感三m 构成三阶谐振。当变压器原边的电压谐振到负向的 刀( v o + ) ，副边二极管d 3 导通，这个阶段结束。v f - d 3 是二极管d 3 通态压降。 阶段6 ( t s f 6 ) ：t s 时刻，副边二极管d 3 导通，变压器原边电压被输出电压箝 位，并联电感不再参与谐振，流过并联电感的电流线性减小，能量从原边向副边 传递。当谐振电流机和并联电流“相等时，副边二极管d 3 过零关断，这个阶 段结束。 阶段7 ( t 6 t 7 ) ：t 6 时刻，副边二极管d 3 关断，变压器原副变脱离。谐振回路 发生四阶谐振，但不向负载传递能量。输入电压对输入电感充电储能。当主开关 管s l 关断时，这个阶段结束。 从上述c l a s s e 谐振变换器在一个周期内各个阶段工作过程的分析可以看 出，阶段l 和阶段3 中谐振回路发生四阶谐振，阶段2 、阶段4 、阶段5 和阶段 7 谐振回路发生三阶谐振，阶段6 谐振回路发生二阶谐振。阶段2 和阶段6 中， 电路的能量从原边向负载传递，在这两个阶段中，变压器原边电压被输出电压箝 位，并联电感三m 不参与谐振。 1 2 3c l a s s e 谐振变换器的特点 通过1 2 1 和1 2 2 节对c l a s s e 谐振变换器的概述和工作原理的分析可以发 现，c l a s s e 谐振变换器具有以下几个特点： 1 ) c l a s s e 谐振变换器是一个单端电路，结构简单可靠。 2 ) 电路的寄生参数可以有效的被吸收利用，主开关管的寄生输出电容可以 被谐振腔的并联电容吸收，变压器的漏感可以被串联谐振电感吸收，这 样可以有效的减小寄生参数对电路性能的影响。 3 ) 合理选择谐振腔的参数可以实现主开关管的z v s 和副边整流二极管的 z c s ，有效降低电路的开关损耗。 6 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 4 ) 通过变压器开气隙可以用激磁电感来替代并联电感，并联电感的磁集成 设计比较简单。 5 ) 由于并联在主开关管两端的电容参与谐振，因此主开关的电压应力较 大，给开关管的选择提出了很高的要求。 6 ) 谐振腔里的元件较多，电路的谐振状态最高会达到四阶，不利于设计和 分析。 1 3 本文的选题意义和研究内容 随着手机越来越小型化，人们对手机充电器的体积也提出了更高的要求。通 过1 1 节对手机充电器现状的分析，我们发现要减小充电器的体积可以从两个方 面考虑，一个是提高工作频率，减小无源元件的体积；另外一个就是通过磁集成 技术来进一步减小磁元件的体积。目前手机充电器的电路拓扑不适合高频工作， 因此我们选择用c l a s s e 谐振变换器作为手机充电器的拓扑结构。本文对高功率 密度c l a s s e 谐振变换器的研究就是以手机充电器作为应用背景的。通过对变换 器待机控制的研究，来减小高频工作下电路的待机功耗，提高充电效率；通过对 变换器磁集成的研究来减小变换器体积，提高其功率密度。 本文第一章在分析了手机充电器的现状后，认为提高电路工作频率和磁集成 是减小其体积的有效技术。本章第二部分介绍了一种适合高频工作的c l a s s e 谐 振变换器拓扑。本文将对高功率密度c l a s s e 谐振变换器进行研究，以手机充电 器为应用背景。 本文第二章为c l a s s e 谐振变换器待机控制的分析和研究。随着变换器工作 频率的提高，其待机损耗也将增加，为了减小变换器高频工作下的待机损耗，适 合c l a s s e 谐振变换器的待机控制的研究变得十分必要。第二章第一部分简单介 绍了待机控制研究的必要性。第二章第二部分首先分析了c l a s s e 谐振变换器待 机工作时的主要损耗类型，并提出了降低待机损耗的方法；然后总结了目前世界 上常用的几种待机控制方法，并分析了c l a s s e 谐振变换器的待机控制设计方法。 最后用待机控制的实验验证了该待机控制方法的可行性和有效性。 本文第三章为c l a s s e 谐振变换器磁集成的分析和研究。c l a s s e 谐振变换器 一共有四个磁元件，因此磁集成的研究对减小变换器体积、提高其功率密度有着 7 浙江大学硕上学位论文第l 章绪论 重要的意义。第三章第一部分先进行了c l a s s e 谐振变换器四个分立磁元件的设 计。第三章第二部分首先简单介绍了目前常用的磁集成设计方法，然后提出了 c l a s s e 谐振变换器磁集成的设计方法。最后用a n s o f l 软件分析了磁集成设计的 损耗情况，并对不同磁集成设计方法进行了损耗的比较。 本文第四章为c l a s s e 谐振变换器磁集成的实验结果。第四章第一部分先分 析了不同磁集成情况的具体实现。第二部分给出了不同集成情况的实验结果，并 从效率和体积两方面对分立磁元件和完全磁集成后的情况进行了分析比较。 本文第五章对全文的主要工作进行了总结，并给出了对未来工作的展望。 8 浙江大学硕上学位论文 第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 第2 章c l a s s e 谐振变换器的待机控制设计 近年来，随着家用电器的普及和办公自动化的推广，电子产品的能耗问题日 益凸显。这些电子产品在极大的方便人们生活的同时，也造成了大量的能源浪费。 人们在关注能源有效利用时，着眼点主要在于产品满载或较重负载时的效率，却 很少关注轻载、空载时的能量消耗问题。待机时的能量消耗现象广泛存在于电器 产品中，其总量更是不容忽视。根据研究显示 2 4 - 2 5 1 ，在经济合作与发展组织( o e c d 珈a n i z a t i o nf o re c o n o m i cc o - o p e r a t i o na n dd e v e l o p m e n t ) 成员国中，因电器 待机而消耗的能量约占家庭用电量的3 0 o - - 1 3 ，约占整个国家用电量的1 5 。 我国的待机功耗更是高于这个水平。目前我国城市家庭的平均待机功耗已经占到 了家庭总能耗的1 0 以上，相当于每个家庭使用一盏1 5 3 0 w 的“长明灯 。待 机功耗在浪费能源的同时也形成了巨大的环保压力。 目前能源越来越紧张，各国政府针对空载损耗( 即输出为空载时的输入功率 消耗，又称待机损耗) 都相继出台了相关的法律法规，如美国的“能源之星 ( e n e r g ys t a r ) ，联邦政府采购指令( f e m p ) ，德国的“蓝色天使( b l u ea u g l e ) 标 准，欧洲经济协会( e e c ) 的e u 指令和中国节能产品认证委员会( c c e c ) 认证标准 等。其中e u 指令最为详尽，制定了严格的规范【2 6 1 ，表2 1 所列是在不同的额定瓦 数下的详细规定。 表2 1 欧洲经济协会( e e c ) 待机功耗规范 空载时的待机功耗 输入功率等级 2 0 0 1 年1 月1 日2 0 0 3 年1 月1 日2 0 0 5 年1 月1 日 0 3 w 一15 w1 0 w0 7 5 w0 3 w 1 5 w 一5 0 w1 0 w0 7 5 w0 5 w 5 0 w 7 0 w1 o w0 7 5 w0 7 5 w 2 1c l a s s e 谐振变换器待机损耗的主要类型 c l a s s e 谐振变换器正常工作时，其损耗包括主电路损耗和控制电路损耗。 如图2 1 所示，主电路损耗主要由功率器件损耗和磁元件损耗组成，功率器件损 9 0 f 江 学顿十学位论女第2 章c i a 睁e 谐振变换# 的待帆挣“* 耗包括m o s f e t 以及副边整流二极管的通态损耗和开关损耗，磁元什损耗包括 输入电感、串赋谐振电感、并联电感以及变压器的磁损和铜损。控制电路损耗主 要表现为启动电路损耗、控制芯片功耗和驱动损耗。 电路b l 耗 r 柠制i c 功耗 # m t b 镕柱 n 功1 u 搅“ m 曲损k 蛐叫纛滋 图2ic l a s s e 谐振变换器正常l j 作时损耗袭刑 待机工作时，冈输卅电流接近于零磁兀件的铜损以及m o s f e t 和整流 极管的通态损耗可以忽略。其待机损耗土要成份为磁元件的磁损，m o s f e t 的 关断损耗和控制电路的损耗。c l a s s - e 凿振变换器待机工作时的损耗类掣稿图22 中已注明。 自a h * “ ，- “j “錾 斟2 2ce a s s e 谐振变换器待机l 作时损耗类删 表22 给h 了一些主要损耗的近似计算公式。从表叶1 可以看m 磷芯损耗、 m o s f e t 关断损耗、门极驱动损耗都j 丌芙频率有关，降低开关频率可以有效 降低这些损耗。启动电阻的损耗与整流后的直流母线电压和肩动电阻值相关，增 人启动电阻值可以降低启动电阻损耗，m 爿时也要兼顾电路启动叫问的要求 求2 2 = 要损耗的近似计掉公 m o s f er 盖“* 麓 f | iv m j i r k i ， m 瞽日耗 x “r i v h 。! ，r 浙江大学硕士学位论文第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 表中：，一变换器开关频率；良m o s f e t 关断过程中所流过的电流；v s m o s f e t 关断过程中的漏源极电压；t r m o s f e t 关断时间；c i 鼹- m o s f e t 输入 电容；- m o s f e t 驱动电压；肠一损耗系数；口磁芯磁感应强度；a ，卢频率和 磁感应损耗指数；v - 磁芯体积：v d c 整流后直流母线电压；r 启动电阻。v c c 是 控制芯片工作电压；c c 是控制芯片工作电流。 2 2c l a s s e 谐振变换器的待机控制设计 2 2 1 常用待机控制方法 由2 1 节的分析我们可以知道，降低开关频率可以有效的降低待机损耗。最 近有许多降低开关频率的方法1 2 7 3 3 1 被提出来。脉冲缺省模式控制( p u l s es k i p p i n g ) 、 间歇模式控锘o ( b u r s tm o d e ) 和非导通时间调节模式控制( o 仃t i m em o d u l a t i o n ) 是三 种较常用的降频技术。 1 脉冲缺省模式控制( p u l s es k i p p i n g ) s g s t h o m p s o n 2 7 1 及n a t i o n a ls e m i c o n d u c t o r t 2 8 1 提出了脉冲缺省模式( p u l s e s k i p p i n g ) 控制技术。在这种控制方式中，控制器根据负载的轻重程度，来决定省 略开关脉冲与否。图2 3 是脉冲缺省模式的概念，虚线为缺省的脉冲。当负载降 低时，驱动功率开关的脉冲被省略，部分开关脉冲被省略即等效于降低了开关频 率。在脉冲缺省模式下，一旦缺省脉冲，输出功率和输出电压立刻减小，由于输 出闭环控制的作用，开关的导通时间会增加，以调节输出电压。 + 厂 一1 图2 3 脉冲缺省模式控制概念图 这种降频方式会造成输出电压的突降或突升【2 9 1 。如图2 4 所示，出现脉冲缺 省时，输出电压会立刻减小形成低冲；而在缺省的脉冲恢复时，输出电压会有一 浙江大学硕上学位论文第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 个过冲。脉冲缺省模式技术是根据特定的输出负载变动来决定是否插入或省略脉 冲，在负载微小变化造成输出电压相近时，电源节省的情况就难以察觉。 f i i f f 图2 4 脉冲缺省模式下输出电压变化示意图 2 间歇模式控制( b u r s tm o d e ) p h i l i p s 公司提出了间歇模式( b u r s tm o d e ) 控制技术【3 0 】，也叫做打嗝模式 ( h i c c u pm o d e ) 。如图2 5 所示，当负载突然下降时，在闭环控制调节下，开关的 导通时间变短。当负载小于设定值凡后，进入间歇模式，此时导通时间 不再减小，控制器根据输出功率的大小间歇地停止发出驱动信号。待机工作时， 传递的功率取决于脉冲束的宽度，可以通过减小脉冲束的宽度或者增加脉冲束之 间的距离来减小损耗。间歇模式由于开关频率不变，不存在变压器因频率降低而 出现磁芯饱和的问题。但是这种控制技术也有两个明显的缺点，就是低频干扰会 和封锁周期一起谐振出现，而且负载的突然改变，也会造成输出电压突变的情形。 ，、 、 一 、 一 、 一，一 图2 5 间隙模式控制概念图 1 2 浙江大学硕士学位论文第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 3 非导通时间调节模式控制( o f f t i m em o d u l a t i o n ) 崇贸科技( s y s t e mg e n e r a l ) 提出了非导通时间调节模式( o f ft i m em o d u l a t i o n ) 控制技术【3 1 3 3 1 。如图2 6 所示，当输出电压降到临界标准以下时，非导通时间( o f j f t i m e ) 随着负载下降而线形增加，开关频率因而线形下降，因此在轻载和空载时 可以降低功率损耗。非导通时间调节模式下，非导通时间根据负载的变化对每个 开关周期的关断时间进行调节，非导通时间是一个周期接一个周期调整的，所以 动态响应比脉冲缺省模式和间隙模式好。 1 t o 行。 r 7 t o n一 图2 6 非导通时间调节模式控制概念图 对比这三种不同的待机控制方法【2 6 】，如图2 7 所示，从空载到满载随着负载 变化时，开关频率的变化方式也不一样。在减小开关频率的同时，应注意噪声的 引入，防止将频率降到噪声带内。 i i o a d ( a ) 脉冲缺省模式 i i o a di i o a d ( b ) 间歇模式( c ) 非导通时问调节模式 图2 7 空载到满载开关频率随负载的变化曲线 2 2 2c l a s s e 谐振变换器待机控制原理 降低开关频率可以有效地降低待机损耗，但是在电压一定的情况下降低开关 频率可能会导致变压器磁芯饱和，同时较小的开关频率容易产生噪声，所以 c l a s s e 谐振变换器采用间歇模式的待机控制方法，具体原理如图2 8 所示。 1 3 浙大学碰学位论文第2 章c i a s se 许振变换# 的待机控猎赴计 ( a i i ! 口i ”j 精i 酽翔蹰_ i b ) 待机l 怍帧式 刚2 8c l a s s e 变换器问歇模止待机控制原理 待机工作时，控制电路根据变换器的输出功率大小唰歇式的封锁驱动信弓。 变换器传递的功率取决十驱动脉冲柬的相列宽度。通过减小脉冲束的宽度或者增 加脉冲束之f b 】的距离都可以减小变换器传递的功率。在减小损耗方面，间歇，和 降频是等效的，但是间歇式待机控制本身的丌关频率不变，小存在磁兀件因频率 降低而出现的磁芯饱和问题。 图2 9 给山，c l a s s e 谐振变换器待机控制电路框图。通过检测输入电流束 确定负载情况，判断是否进八待机工作。通过榆测输出电尿柬确定合适的脉冲柬 宽度和脉冲距离，控制f u 路传递的功率。 凸。q 。 z 当二! 生 i 划2 9c l a s s e 谐振变换器特机控制框图 电流检测摔制( o u t p u tc u r r e n ts c n s e ) 通常是在负载侧串联电阻榆测负载电流 情况。由丁流过输八l u 感的电流【以反映负载的i n 流，在c l a s s e 谐振变换器的 待机试验中，通过在输入端串联电阻r ；。检测输入电流柬问接反映负载电流， 这样可以有效的实现变换器原副边的隔离。检测到的输入l 乜流通过有泺滤波，并 经过迟滞比较器和取反逻辑得到电流检测信号a 。从罔2 1 0 ( b ) f 1 电流检测信号 1 4 浙江大学硕士学位论文 第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 的传输特性可见，随着负载变轻，输入电流也随之减小，当负载小到临界负载 氏时，输入电流小于电流检测迟滞比较器的下限，信号a 从高电平变成低 电平，变换器进入待机工作模式。同理，随着负载加重，输入电流也随之增加， 当输入电流大于迟滞比较器的上限如亿时，信号a 从低电平转换为高电平，变换 器进入正常工作模式。如果采用单门限比较器，电流检测中的干扰可能会使主电 路在待机模式和正常工作模式之间不断的切换，导致电路工作不稳定。在正常工 作时，信号a 始终为高电平，进入待机模式后，信号a 始终为低电平。 ( a ) 电流检测控制( b ) 检测信号的传输特性 图2 1 0 电流检测控制和检测信号的传输特性 电压检测控$ 1 ( o u t p u tv o l t a g e s e n s e ) 通过检测输出电压圪来得到电压检测信 号。在c l a s s e 变换器电压检测控制设计中，我们通过直接检测反馈信号v f b 来 得到电压检测信号。检测到的反馈信号不但可以很好的反映输出电压，而且 可以通过反馈电路中的光耦器来实现变换器原副边的隔离。反馈信号v f a 通过反 向迟滞比较器和取反逻辑后得到电压检测信号b 。从图2 1 1 ( b ) 电压检测信号的传 输特性可以知道，进入待机工作模式后，输出电压被限制在f 1 和也之间。 当输出电压虼大于迟滞比较器的上限时，检测信号b 为低电平，控制器封 锁驱动脉冲束，闭环调节不起作用，输出电压下降；当输出电压圪小于迟滞比 较器的下限v , o n 时，检测信号b 为高电平，控制器允许驱动脉冲束输出，在闭 环控制的调节下输出电压上升。f l 和v , , f 2 的差值控制了待机工作模式中输出电 压的纹波。 ， j l ， j ， v ( a ) 电压检测控制( b ) 检测信号的传输特性 图2 1l 电压检测控制和检测信号的传输特性 图2 1 2 所示为电流检测信号a ，电压检测信号b 和脉冲封锁信号d 之间的 1 5 浙江大学硕士学位论文第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 关系。正常工作时，如图2 1 2 ( a ) 所示，电流检测信号a 始终为高电平，表示负 载大于进入待机模式设定的临界值民，这时输出电压虼即使有纹波，电压检测 信号b 在高低电平之间变化，两者经过或门逻辑后，脉冲封锁信号d 始终是高 电平，电路按正常的电压反馈闭环调节。 待机模式工作时，如图2 1 2 ( b ) 所示，当负载减轻n d 于临界值氏时，电流 检测信号a 变为低电平，进入待机模式。输出电压升高，达到电压检测迟滞比 较器的上限岔时，电压检测信号b 变为低电平，脉冲封锁信号d 为低电平， 封锁脉冲。由于输出电容c o 储能有限，即使负载很轻，经过一段时间，输出电 压就会降到电压检测迟滞比较器的下限f l ，电压检测信号b 变为高电平，脉冲 封锁信号d 也变为高电平，允许脉冲束输出，输出电压升高，达到上限进 入下一次脉冲封锁。 待机工作时，待机模式的周期瞰如图2 1 2 ( b ) 所示，在删高电平期间， 有驱动脉冲束输出，在珏。饿低电平期间，驱动脉冲束被封锁。电路在待机模式 下传输的功率与脉冲束的宽度有关。珏嘲是由输出电压的脉动决定的。待机模 式下脉冲封锁频率一般在h z 量级，因此可以有效的减小待机功耗。 a ：_ f v 淝三三二三三三三二= 三三二；三三! 三；：= ：芝三= 三耋 bj _ l 厂l 1 r _ 嶂 d _ 十 ( a ) 正常模式 aj 厂 v 器兰= 三王乏三! s ：芝三三圣：三三兰三薹 bj _ l j 一- 厂l ， _ 毒一 d i 寸 广寸! j 厂 r r - m 1 ( b ) 待机模式 图2 1 2 电流检测信号a 、电压检测信号b 和脉冲封锁信号d 关系示意图 2 2 3c l a s s e 谐振变换器待机控制仿真验证 为了验证2 2 2 节提出的待机控制方法的可行性，利用o r e a d 仿真软件建立 仿真模型，仿真验证控制电路能够在负载减轻到临界值凡时进入待机模式工作。 仿真条件：直流输入电压k n 为3 7 0 v ，输出电压为6 v ，输出电流厶为 1 6 浙大 l 学位论z辩2 4c i 跳- e 特振变换8 待帆控制设* 8 0 0 m a 。从满载切换到1 负载，检测电阻r 为5o 。电流检测迟滞比较器两 个阀值为4l l v 和41 v ；电压检测退滞比较器两个阀值为60 5 v 和60 4 v 。 如图2 1 3 所不，从卜到f 依次是输入电流i 嘶，输出电压虼，电流检测信号 a ，电压检测信号b ，脉冲封锁信号d 和_ l = 丌关管驱动信号。任25 m s 处从 满载切换到1 负找。电流检测信号a 从高电平变成低电平，进入待机模式。脉 冲封锁信号d 山电压榆测信号b 决定，n 歇式地封锁开关管的驱动脉冲。这和 图21 2 所不的正常模式和待机模式的分析是一致的，通过电流检测进入待机模 式工作，电压检测控制待机模式中输电压n 的纹波，并和输出电祥一起拄制 输出脉冲柬的宽度和叫歇模式的川期。；，。 三署手烈熊堂誊三：= 羞主! ：；差薹篓蓑羔! 羞薹 ：j 曩。 _ 。 讥 。一 j _ 丁_ 眵a；b。_ r 一1 ! ：；髟：d ，y一、：j - 卜 i ， ， n一 誓簟- 鼍上二：。二 ! 受! j 二：二：j 二二二 ：i l 2g m s 幽2l3 从满载切换到i 负载待机i 怍情况 图2 1 4 所示为待机模式中一个脉冲束时间段内t 丌笑管的干；波形。 当封锁脉冲后，主丌荚管的输出 乜容和 皆振腔中的其他元什仍然发生谐振，经过 一段时i n j 后存下一个脉冲束到柬前谐振过程基本结康。 1 二0 心! 雌l 蛐9 ，二 。 凹2 1 4 特机i 椎时吒丰波形 浙江人学硕士学位论文第2 章c l a s s - e 谐振变换器的待机控制设计 2 3 低功耗启动电路的设计 在小功率应用场合( 如手机充电器) ，启动电路的损耗占待机损耗相当大一部 分。传统的启动电路如图2 1 5 所示，当直流高压为3 7 0 v ，启动电阻为1 mf 2 ， 启动电阻的损耗为o 1 3 7 w 。手机充电器的待机功耗要求是低于0 3 w ，因此启动 电路的损耗过大，不符合设计的要求。选择更大的输入电阻r i n 可以有效的降低 启动电阻损耗，但是启动延迟时间将会增加1 2 9 1 。图2 1 5 中v s t a 是控制电路中控 制芯片工作的门槛电压，t do n 是启动延时，由式( 2 1 ) 可见，当增大启动电阻时， 电流尼相应减小，启动延时就会增加。 毛渊= ( c v s t a ) i c ( 2 1 ) v d c 。 图2 1 5 传统启动电路 为了既减小启动电路的损耗又能保持较小的启动延时，我们设计了新的启动 电路，如图2 1 6 所示。 。 ” 未5 差。l 。 图2 1 6 低损耗启动电路 该低损耗启动电路工作原理是：启动时，直流母线电压通过电阻成对电容 1 8 m 大学碗l 学位论文第2 章d a 睁e 谐振叠换的铸帆控制设计 ( j 充电，直至电容c 4 两端电压高于开关管s 2 的门槛电压，开关管s 2 导通。直 流母线电压通过小电阻且l 快速对电容c 2 充电，直至控制电路正常工作，然后主 电路开始工作。当辅助绕组的电压达l 崾求的电压时，三极管o t 导通，使得s 2 的s 低于门槛电压，s z 关断。这时控制电路由辅助绕组供电，由大电阻胄2 来 乐担直流母线