（微电子学与固体电子学专业论文）射频前端压控振荡器的研究.pdf

摘要 摘要 过去的几十年中，无线技术取得了显著的进步。随着当今无线通信市场的蓬 勃发展，对射频集成电路产生了巨大需求，尤其对无线收发机在各种方面的应用 提出了更高的要求。 锁相环( p h a s el o c k l o o p s ：p l l ) 作为无线收发机中的关键器件被用于频率综 合，广泛应用于当今的通信系统。本文对频率综合器的主要组成部分，尤其是对 关键部件l c 压控振荡器进行了详细地分析。并对射频集成电路设计中，各种重要 的无源和有源器件进行了研究，尤其是对电感使用a d s ( a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ) 软件进行了仿真设计。 最后部分，本文设计了应用于8 0 2 1 l g 收发机的l c 压控振荡器，并完成了其 版图和测试方案设计。本电路流片采用的是中芯国际( s m i c ) r fc m o so 1 8 9 m 工艺。 关键词：压控振荡器相位噪声射频电感变容二极管 2 一 射频前端压控振荡器的研究 a b s 仃a c t 3 一 w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n sf i r em v a n c i n gw i i t hm o d e ms i l i c o np r o c e s s e s r a d i o f r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t ( r f i c ) t e c h n o l o g yh a sw i t n e s s e das i g n i f i c a n tg r o w t hi 1 1 w i r e l e s sa p p l i c a t i o n sd u r i n gt h ep a s td e c a d e s a st h ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nm a r k e ti s b o o m i n gn o w a d a y s ，h i g h e r - p e r f o r m a n c er fi n t e g r a t e dc i r c u i t sa r er e q u i r e di nv a r i o u s a p p l i c a t i o n s ，e s p e c i a l l yf o rw i r e l e s st r a n s c e i v e r s p h a s el o c k e d l o o p s ( p l l s ) ，a sak e yb l o c ki 1 1w i r e l e s st r a n s c e i v e ra r c h i t e c t u r e s ， a leh e r e i nf i n d i n gt h e i ra p p l i c a t i o nf o rf r e q u e n c ys y n t h e s i s t h i sa r t i c l ed e s c r i b e st h e m a i np a r t so ff r e q u e n c ys y n t h e s i z e ra n dm a k e sd e e pr e s e a r c h e so nt h ek e yb l o c k ， v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) t h ep a s s i v ea n da c t i v ed e v i c e sm r f i cd e s i g na r e a n a l y z e d ，a n dt h em o s ti m p o r t a n td e v i c e ，i n d u c t o r , i sd e s i g n e da n ds i m u l a t e dw i t ha d s ( a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ) a tt h es a m et i m e al cv c ou s e di 1 18 0 2 1lgt r a n s c e i v e ri sd e s i g n e di n c l u d i n gi t sl a y o u ta n dt e s t i n g p l a nd e s i g n a n d i ti s p r o d u c e du s i n gs m i c ( s e m i c o n d u c t o rm a n u f a c t u r i n g i n t e r n a t i o n a lc o r p o r a t i o n ) r fc m o s0 18 “mp r o c e s s k e y w o r d ：v c o p h a s en o i s er fi n d u c t o r v a r a c t o r 4 一 射频前端压控振荡器的研究 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我 所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表 示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：缘扭 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读 学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业离校后，发表论文或 使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件， 允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其 它复制手段保存论文。( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密在- 年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 矬 日期蠲聿! 国p 母 瓣 醐7 刀夕 第一章绪论 第一章绪论 1 1 论文的背景 目前，各种新型无线通讯设备层出不穷，价格也不断降低。这些促使无线个 人通信市场迅速扩大。无线通信产品主要包括传呼机、无线电话、蜂窝电话、全 球定位系统和无线局域网。无线通信市场的发展，又推动了低成本、低功耗和高 性能的无线收发机的研究和开发。无线收发机研究最终目的是尽可能减少外部元 件，以单一的工艺将整个收发机集成在一块芯片上。 。 在无线通信应用中，需要产生一组在一定范围内变化的频率。比如，在普通 的调频收音机中，需要产生1 0 1 个不同的频率。如果用一系列晶体振荡器来产生所 需频率，既不现实也不实用。频率综合器可以代替许多晶体振荡器产生所需频率， 而且具有体积小功耗小的优点。频率综合器还广泛应用于各种频谱分析和调制分 析中。频率综合器覆盖了很多学科的知识，包括通信理论、控制理论、信号分析、 噪声分析、电路设计以及非线性电路分析，是一个很好的研究课题。 1 2 论文所研究领域的历史、现状及发展趋势 随着1 9 5 8 年第一片i c 芯片的诞生，微电子技术就以摩尔定律的规则向前发 展着。c m o s 工艺以其低价、低功耗、高集成度的特点成为微电子研究的开发和重 点，并迅速占据了中大规模和超大规模数字集成电路设计的主流。因为多数模拟 电路对所用元件的电阻值、电容值之积有着严格的精度要求，然而精确的电阻或 电容是通常的集成电路技术所作不到的。随着特征尺寸的不断减小，开关电容电 路的出现，c m o s 器件开始取代双极型器件而用于模拟集成电路设计。c m o s 电路的 小信号性能强烈地依赖于器件的几何尺寸和直流变量，也就是c m o s 电路的设计比 双极性电路有两倍的自由度。这就使得m o s 器件的性能可以随着工艺水平的进步 而提高。此外7 0 年代兴起的开关电容电路，把对阻容乘积的精确要求转化为对电 容比值的要求。m o s 工艺的电容相对精度( 因此也就是r c 乘积的精度) 在1 以内。 这两方面结果使得模拟电路可以与m o s 工艺相适应。目前c m o s 工艺已经成为模拟 集成电路的主流工艺。 c m o s 最大的优点在于其相对简单的工艺，相对低廉的成本，低功耗，高集 成度。但是与其它工艺相比，它在性能上并不占优势。 2 一 射频前端压控振荡器的研究 表1 1 双极型与c m o s 工艺特性的比较 b i p o l a r c m o s 跨导( g 辫) i c id 巧( v o s v r g ) 2 截止频率( 石) 2 1 ( e e 岛, ) 吁2 旦2 z w 2 巧去毒或，5 盏( 一) 等效噪声电阻 1 一2 1 ( 长沟道) + 瓦一3 一g m ( 长沟道) 假设偏置电流为l m a ，一个双极型晶体管的跨导( g m ) 可以达到4 0 m s ，而一 个正常偏置的m o s 管只能提供这个值的几分之一甚至更少。从频率特性看，由于 双极型管的基区宽度w b 很早就达到了亚微米的量级( 现在已经有小到0 1 微米线 宽的器件) ，其厅值很容易做到i o g h z 以上；而3 微米c m o s 工艺的疗还不到1 g h z ， l 微米工艺也只有4 - 5 g h z 。为获得相同的等效输入噪声，m o s 管需要消耗更多的电 流。这些情况给人们造成了m o s 管噪声大、速度低、不适合高频电路设计的印象。 因此，以往的射频前端一般都采用g a a s 、b i c m o s 、s o i 或s i g e 的工艺。g a a s 是高速器件的主要工艺，工作频率高达6 0 g h z ，但是g a a s 衬底价格比较昂贵、加 工成本高、集成度低，且与其它工艺不兼容，一般用于军事和政府部门。因此在 微波频率低端，一般不用此种工艺。s o i 和s i g e 的原材料价格也较高，工艺也比 较复杂；因此民用产品主要选用b i c m o s 。b i c m o s 工艺技术将双极型工艺技术与c m o s 工艺技术结合，集中了二者的优点，形成单个工艺技术，从而实现了低功耗与高 速度。 射频集成电路工艺的发展技术方面主要存在两种方式，一是m m i c ( 单片微波 集成电路) ，另一种是r f i c ( 射频集成电路) 。从广义上讲二者是没有本质差别的， 都属于射频集成电路。但是由于二者采用的半绝缘衬底材料不一样，导致应用于 不同的场合。m m i c 的衬底材料一般采用g a a s 、i n p 等材料，这些材料带宽大、电 阻率大、载流子迁移率大、可以承受大的功率，因此应用于微波频率的高端，要 求噪声很低，功率很大的场合。随着集成电路的工艺向亚微米、深亚微米的发展， 器件的尺寸不断缩小，利用互补金属氧化物半导体( c m o s ) 硅工艺实现的射频集 成电路应运而生。r f i c 主要采用较为便宜的硅基的材料如s i 、s i s e 混合物等，应 用于微波频率的低端如l 、s 波段( 工作在i o o g h z 的s i s e 异质结二极管也已经研 制出来) 、发射功率小、对噪声要求不是很严格的场合。利用r fc m o s 制作的硅基 r f i c 相对于m m i c 的最大的优点就是成本低，功耗小、可以与数字系统天然集成( 与 第一章绪论 3 一 数字系统的c m o s 平面硅工艺兼容) 。 近年来，c m o s 工艺向着深亚微米发展，c m o s 器件的几何尺寸成比例缩小。几 何尺寸的成比例缩小使超大规模集成电路的集成度不断提高，同时，也给模拟和 射频电路设计带来了深刻的影响：首先，器件的频率特性大大改善，先进的深亚 微米c m o s 工艺所能达到的厅已经超过5 0 g h z 的水平( 相当于工作频率可以达到 5 g h z ) ( 见表1 2 ) ，完全满足目前射频频段的工作要求；其次，由于栅氧层厚度k 几乎是与栅长l 成线性关系而不断缩小，获得同样大小跨导所需的电流相应减小。 表1 2 工艺与工作频率的对比表 工艺 l l * m 0 6 阳 0 3 5 p r o 0 2 5 m 0 1 8 p m0 1 3 m 工作频率 9 0 0 姗z2 。4 g h z5 g h z 3 0 g h z 6 0 g h z i o o g h z 在频率综合器方面，国外已经发展得比较成熟，形成了完整的系列产品：锁 相式整数频率综合器、锁相式分数频率综合器、直接数字频率综合器、双环或多 环锁相式频率综合器、d d s 与p l l 混合式频率综合器等，满足了通信、数字电视 等领域的需要，形成了巨大的频率综合器市场。频率综合器的发展趋势是频率更 高、系统功能更强、制作工艺更先进、集成度更高、成本更低、功耗更低、系列 品种更加完善。双环或多环锁相式频率综合器、d d s 与锁相式混合的频率综合器 已经实现单片集成。频率综合器已经与通信系统的射频收发信机电路集成在一起， 形成了集接收机、发射机、频率综合器于一体的s o c 芯片。 生产频率综合器的厂商主要有美国的p e r e 2 9 r i n e 公司、a d 公司、国家半导 体公司、摩托罗拉公司、o u a l c o m m 公司；加拿大的z a r l i n k 公司；日本的三菱公 司、富士通公司；荷兰的飞利浦公司等。美国p e r e g r i n e 公司生产的锁相式整数 频率综合器p e 3 2 3 6 工作频率在2 1 2g h z 以上，工作电压为3 v 。国家半导体公司生 产的锁相式整数频率综合器l m x 2 3 4 7 采用b i c m o s 半导体工艺技术制造，工作频率 达2 1 5 g h z ，电源电压为2 1 7 5 1 5 v ，功耗电流仅为6 1 5 m a 。z a r l i n k 公司生产的 频率综合器产品s p 系列，其工作频率为5 0 0 , - - - - 30 0 0 m h z 。美国a d 公司生产的频率 综合器系列产品工作频率为5 0 0 6 0 0 0 渊z 。日本富士通公司生产的锁相式整数频 率综合器产品，其工作频率为9 0 - - - , 6 0 0 0 m h z 。 1 3 芯片制造方式和流程 1 3 1 集成电路芯片制造方式 本文芯片制造采用的是中芯国际集成电路制造( 上海) 有限公司的m p w 服务。 m p w 是将采用相同工艺的集成电路设计放在同一个晶圆上流片。 4 一 射频前端压控振荡器的研究 m p w 主要面向中小企业和科研机构。设计人员可以通过m p w 获取工艺线的模型 参数、设计规范、电气性能数据以进行无工艺线设计。将设计好的g d s i i 版图传 给m p w 服务方后，在国外或国内进行统一流片。这非常适合大学、研究所等科研 机构和小企业进行的小规模流片。 在国内，提供这种服务的机构有中科院e d a 中心、北京集成电路设计园、上 海集成电路设计研究中心、南京东南大学射光所，和台湾的c i c 、中芯国际半导体 制造有限公司。在国外，有美国的m o s i s ( m o si m p l e m e n t a t i o ns e r v i c e ) 、欧洲 的e u r o p r a c t i c e 、法国的c m p 、韩国的i d e c 、日本的v d e c 、加拿大的c m c 。 本文的电路设计采用的是上海中芯国际半导体制造有限公司的o 1 8 1 上m i 心c m o s 工艺。 1 3 2r f i c 的设计流程 具体设计流程如下： ( 1 ) 首先要具有i c 设计的平台。目前，中芯国际半导体制造有限公司拥有 c a d e n c e 、a d s 、a w r 三个仿真工具的p d k ，本文采用c a d e n c e 公司系统设计中一5 , ( c i c ) 设计平台进行设计。在全定制i ce d a 领域里，各大公司和研究机构普遍采用的是 c a d e n c e 公司的c i c 设计平台。一方面是因为众多用户通过实践证明了其仿真器 s p e c t r e r f 的仿真结果的准确性；另一方面绝大部分工艺制造厂( f o u n d r y ) 所提 供模型( m o d e l ) 是s p e c t r e 格式的。所以c a d e n c e 设计平台是首选。但是，相比 各大i c 设计软件，c a d e n c e 公司的软件相对昂贵。因而许多公司也会倾向于a d s 与a w r 。 ( 2 ) 与f o u n d r y 签订保密合同，得到他们提供的设计包p d k ( p r o c e s sd e s i g n k i t ) 。p d k 中主要包含器件的模型文件( m o d e l ) ，器件版图( l a y o u t ) ，设计规则 文件d r c ( d e s i g nr u l e ) ，原理版图对比文件( l v s ) ，寄生参数提取文件( e x t r a c t ) 。 ( 3 ) 在软件窗口v i r t u o s os c h e m a t i cc o m p o s e r 中建立原理图及网表。 ( 4 ) 在仿真参数环境a n a l o gd e s i g ne n v i r o n m e n t 中调用s p e c t r e 仿真器进 行仿真，并查看结果。 ( 5 ) 在版图窗口v i r t u o s ol a y o u t 中结合工艺文件和设计规则文件画版图。 ( 6 ) 设计规则检查，d r c 通过后结合l v s 文件做原理图版图对应检查。 ( 7 ) 结合版图提取文件进行版图提取，得到提取后的网表( 6 和7 可以在 a s s u r a ) 。 ( 8 ) 对提取后的网表进行后仿真，并查看结果。 ( 9 ) 如果结果不满足要求则回到3 或4 中修改，如结果满足要求，将版图导 出成g d s i i 格式文件传给f o u n d r y 进行投片( t a p eo u t ) 。 第一章绪论 ( i 0 ) 生产周期为5 0 天。 ( i i ) 对芯片进行测试。 1 4 论文的主要内容和成果 1 4 1 论文主要内容 5 一 本文针对i e e e8 0 2 1i gw l a n 标准，对频率综合器的重要组件- - v c o 、电荷泵、 鉴相器等进行研究。 其中l cv c o 是本课题研究的重点，v c o 的性能优劣直接决定了频率综合器的整 体性能好坏。压控振荡器的振荡频率范围、相位噪声是主要的性能指标。c m o s 工 艺中，器件噪声比较大，跨导较小，硅衬底为低阻抗，因而会造成较大的损耗， 难以制作高品质因数的无源元件。本文在设计中综合考虑这些因素，对相位噪声， 功耗，动态范围等指标进行优化，使电路达到最佳性能。 鉴相器、分频器涉及数模混和信号结合问题，增加了设计的难度。 射频模型的准确性是进行集成电路设计的前提条件。本文对c m o s 的电感进行 电磁场仿真，建立高频模型。对有源器件的结构进行了研究，设计出适合r f i c 的 新结构。同时，本文对集成电路测试方法进行研究。 1 4 2 论文的主要成果 1 对c m o s 的无源器件进行电磁场分析，改进其模型结构，包括对典型电感 的q 值随频率的变化的原因结合电磁场能量给出了定性的分析，同时通过a d s 软 件仿真进行验证，得出螺旋电感高q 值的模型参数；针对射频集成电路的特点， 对电容、m o s 管进行研究，设计出适合于射频电路的新结构，并应用于v c o 电路。 2 基于上海中芯国际半导体制造有限公司的0 1 8 i t mr f c m o s 工艺，设计出射 频集成电路关键器件频率综合器的关键部件压控振荡器，并对其进行流片。 3 分析了r f i c 不同测试方法的优缺点。选择v c o 电路的封装及设计测试结 构。 1 5 论文选题的意义 频率综合器是无线通信系统中非常重要的部件，是实现收发系统必不可少的 一部分。基于r f c m o s 工艺设计的压控振荡器、分频器、鉴相器是实现频率综合器 的前提条件。由于c m o s 本身固有的材料特性，工作在射频频段的压控振荡器，在 低q 的无源电感、变容二极管下实现良好的相位特性尤为困难。快速的充放电对 分频器、鉴相器，也对整个频率综合器的设计提高了要求。 6 一 射频前端压控振荡器的研究 在国外，基于c m o s 工艺这方面的技术已经成熟，但是在国内频率综合器的研 究才刚刚开始起步。但是随着无线通信单片集成的广泛应用，c m o s 射频集成电路 设计具有很强的现实意义。 1 6 本论文章节安排 论文共为五章，第一章讲述了论文的研究背景，硅基r f c m o s 的发展过程， 国内和国际在r f i c 方面取得的进展和成果。然后论述用硅基c m o s 工艺设计射频 集成电路的意义和它的发展前景。最后说明了本论文各章节安排。 第二章对r f i c 中所用到的无源、有源器件进行详细电磁场分析，其中的重点 是对螺旋电感的研究。设计中通过对电感流片测试，并采用a d s 仿真软件的2 5 维电磁工具进行验证，得到电感特性随其参数的变化规律。同时应用电磁场理论 对各种器件模型进行改进，提出适合于射频应用的新模型。 第三章论述了频率综合器在整个体系中的关键作用。对其中的关键元件和模 块进行了细致的研究，重点对r f i c 中的关键模块压控振荡器进行了详细的分析， 包括它的拓扑结构和相位噪声设计优化方法。 第四章主要是针对r f i c 方面的设计。首先介绍了l cv c o 电路设计，性能优 化和版图设计工作。对几种测试方法进行比较，确定采用封装后在p c b 板上进行 测试，并设计封装结构，和p c b 板电路。 第二章r f i c 中关键元件的研究 第二章r f i c 中关键元件的研究 7 与模拟集成电路设计相比，射频集成电路( r f i c ) 设计对无源元件和有源元 件的提出了更高的要求。首先，r f i c 设计需要大量的高q 值无源r 、l 、c 元件。 其次，在r f i c 设计中，有源元件的建模需要考虑在低频时被忽略的高频寄生效应。 本章对r f i c 设计中使用的无源与有源器件进行详细阐述，重点对无源器件产生的 高频寄生效应进行分析，同时介绍了降低寄生效应的方法。 2 1 1 电感 2 1 无源元件 电感是r f i c 设计中最重要的无源器件。芯片制造厂( f o u n d r y ) 提供的射频 模型( r fm o d e l ) 中含有电感，这是r f 库区别于混合信号库( m i xs i g n a l ) 和逻 辑库( l o g i c ) 的重要标志。在r f i c 设计中，高q 的电感是不可或缺的。详细应 用见表2 1 。 表2 1 集成电感在射频单元电路中的作用 典型射频单元电路集成电感的作用 低噪声放大器阻抗匹配( 补偿栅电容) 压控振荡器形成l c 振荡 功率放大器滤波 滤波器形成滤波网络 混频器阻抗匹配 目前提供r fm o d e l 的f o u n d r y ( 如s m i c ) 所能实现的c m o s 工艺电感的q 值 一般不超过1 5 ，大部分都小于1 0 ，典型值一般为5 6 。而s i g e 工艺电感的q 值 高一些( 可以做到2 0 甚至更高) ，电路的拓扑多为四边形、六边形螺旋形状或者 圆形。 由于硅衬底的寄生效应，使得设计、分析单片螺旋电感比较复杂。下面分别 对这些寄生效应进行阐述，从而分析出电感各个参数所引入的作用，同时阐述如 何优化所要工作频率所需的电感参数。 8 一 射频前端压控振荡器的研究 2 1 1 1 电感的电磁场分析 片上电感性能主要收到三种效应影响：趋肤效应，衬底损耗和磁力线泄漏眩1 。 1 趋肤效应 当信号频率升高，传输线的衰减就不可忽略。此时需要考虑由导体串连等效 电阻和介质并联等效电导引起的损耗，需使用有耗传输线模型进行分析。 c j 融 图2 1 有耗传输线等效模型 有耗传输线等效模型如图2 1 ，从图中可以看出，表征损耗的是等效串联电阻 r 和等效并联电导g 。等效串联电阻是直流电阻和趋肤效应引起的电阻，直流电阻 为导体本身的电阻，由导体的实体结构和导体的电阻率决定。当频率升高，趋肤 效应开始作用，趋肤效应是当高频信号通过导体时，导体中的信号电流集中于导 体表面的现象。如表2 2 随着频率的上升，电流分布情况。 表2 2 趋肤深度随频率的变化关系 f r e q u e n c y s k i nd e p t h 6 0 h z1 3i n c h 1 0 m h z2 0 i t m 1 g h z 2 9 i n 1 0 g h z o 6 6 9 m 在导体内部，沿导体截面信号电流密度呈指数衰减，电流密度减少为原来1 e 时的深度叫趋肤深度。频率越高，趋肤深度越小，导致导体的电阻增加。造成了 传输线的损耗。趋肤深度与频率的平方根成反比。见公式( 2 1 ) ： 万= 1 f 2 丽。1 一o t t o ( 2 1 ) 毒j 第二章r f i c 中芙键元件的研究 如果o - 础则上式的约等号成立。对于铜o - = 5 8 m s m5 8m s m = 4 z 1 07 h m 晶= 1 3 6 u 1 0f m 得到表22 。 在r f i c 设计中趋肤深度的影响尤为重要。首先，一般的c m o s 工艺采用了铝 制层，由公式2l 可知，其趋肤深度影响将更大，因而要求顶层金属采用铜制层。 其次，最厚的顶层金属的厚度很薄( 如典型01 8 t a ml p 6 mr f c m o s 工艺b f e t a l 6 的 厚度为21 7 9 m ) 。而下面儿层金属的厚度只有更薄( 如典型0l g d m1 p 6 mr f c y o s 工艺m e t a l l - - m e t a l 5 的厚度为05 3 9 m ) 。对于典型的l 波段的应用，金属的厚度 还不到趋肤深度。这与分立元件的微波传输线一般都大于高频信号的趋肤深度形 成鲜明的对比。因此趋肤效应引入的损耗对于r f i c 的走线和分立微波传输线的作 用机理是不同的。但都可以等效成串联电阻，降低了电感的0 值。这也定性地说 明工艺制造厂( f o u n d r y ) 提供的电感的q 值在频率较高时会随频率升高而减小。 图22 为中芯国际的0 1 8 d m r f 提供的电感q 值随着频率变化曲线图。用c a d e n c e 软件仿真得到。其中图( a ) 为固定了其圈数35 ，内径由3 0 * m 到1 2 0 01 a m 变化， 图( b ) 为固定了电感内径6 0 胂，圈数由25 到7 5 变化。 f n - j - 一“h ：州- m ” 8 蚵境e 州日即h ，1 ”。啦h ( a ) 不同内径时的电感q 值变化 0 ；_ f m ；3 t 一 5t ，t 州护t 一7 5 阳) 不同圈数时的电感q 值变化 图22 螺旋电感q 值随频率变化 l o 射频前端压控振荡器的研究 由图2 2 可以看出，电感q 值的变化规律是：当频率较低时由于趋肤效应损 耗占主要作用，随频率升高趋肤深度降低，使得q 值升高，在某一频率处达到极 值；随着频率的升高，介质损耗开始占主要地位，q 值开始降低。因此，q 值极值 是趋肤效应损耗和介质损耗的分水岭。电感的内径越大，q 极值对应的频率越小。 这是因为电感的内径越大，所占的面积越大，介质损耗也越突出。 2 衬底损耗 衬底损耗是由螺旋线圈的磁场诱导的涡流引起的。 图2 3 为螺旋电感的衬底涡流图。 图2 3 螺旋电感的衬底涡沉图 由图2 3 我们可以看出涡流产生的磁通量与螺旋电感自身交流产生的方向相 反，因而抵消了所需要的磁场能量，减少电感值的同时，降低了品质因数。 在图2 1 有耗传输线模型中，其上的等效并联电导g 就是来自于介质损耗 ( d i e l e c t r i cl o s s ) 。在低频时，等效并联电导与介质的体电导率和等效电容有关， 而当频率升高时，介质损耗角占主导作用，此时介质电导率由介质损耗角和信号 的频率决定。 由上面分析得到：s i 基的半导体材料绝缘效果差，高频时引入较大的介质损 耗。这是由廉价s i 材料的本身特点一低电阻率一决定的，是无法从根本上解决的。 3 磁力线泄漏 首先平面螺旋电感不适用式( 2 2 ) 所示的法拉第定律。 g = - l 竺 ( 2 2 ) m 当所有的磁力线同时穿过所有的线圈时，通过以上公式计算出来电感值是纯 实数。但是当磁力线有外泄，或者互相抵消，那么通过以上公式计算出来的l 是 个复数。 r f c m o s 工艺所提供的电感是一个逐渐向内芯缩小的平面螺旋结构。由法拉第 右手定则可以发现，并不是所有的磁力线都通过内芯，有相当多一部分的磁力线都 通过螺旋线间的空隙漏掉了。而且在两根相邻的螺旋线，在其空隙处引入的磁通 器 一 第二章r f i c 中关键元件的研究 量反相抵消了。 为了解决磁通泄漏，就要缩小螺旋线间的缝隙，将螺旋线问的间距设计得尽 量小。这取决于工艺的精度。另一方面为了使得更多的磁力线能够同时通过内芯， 还要将电感内径加大，但是这样增加了电感的面积。 为从根本上解决问题，就要改变电感的拓扑形状。那么很自然的会选用立体 多层螺旋电感来逼近分立电感的形态。在这方面很多人已经做了相当多的尝试。 但是由于集成电路是多层的平面硅工艺，若想构成立体螺旋结构，就要加入层与 层之问的过孔，每加一个过孔就会随之引来寄生的电感、电阻和电容。采用这一 结构0 值虽有提高，但是远不如相象中的那么理想而且会引入较大的寄生分量。 2 1 ，1 2 电感q 值确定及其改善方法 斯坦福大学的p a t r i c ky u e 等提出了集成电感的参数物理模型“。如图2 4 四边形螺旋电感俯视图与截面图图25 为图24 的等效物理模型图。 8 ) 俯视图 竺兰壁 圉24 四边形螺旋电感 b ) 截面图 国25 p a t r i c ky u e 等效电感模型图 p a t r i c ky u e 将螺旋电感等效为以下几个参数：l ，r s ，c s ，c 。，l 和r ， 下面分别对其寄生参数进行说明： ( 1 ) 串联电阻月， 鬻 盏 1 2 射频前端压控振荡器的研究 凡= 名糕e - l ( 2 3 ) w 母d 宰l i 一”) 其中l t o t a l 表示螺旋电感的总长度( 注意：与前述公式中的1 表示单根导体长 度不同) 。我们可以定义： 够= 万木( 1 一p 一。7 j ) ( 2 4 ) 它表示考虑了趋肤深度后金属导体的等效厚度。这样，串联电阻可以重写为： 凡：型型 ( 2 5 ) w 宰f 万 从上述公式可见，当趋肤深度引墟着频率f 的升高而减小，串联电阻咫将会 增加。 ( 2 ) 串联电容g 对串联电容c 的贡献主要来自两个方面，分别是电感邻近线圈之间的电容和 电感与其下通道间的电容( 即版图中交迭的两层金属间的电容) 。由于电感邻近线 圈间的电容可以通过增大线圈间距得到极好的抑制，因此对串联电容来说，金属 层间的电容对其影响较大。可写出： c s ：甩母w 2 曩 ! 丛 ( 2 6 ) o o x m l 一朋2 其中，n 表示交迭区域的数量，对于一个n 圈的电感它等于( n 一1 ) ；如表示 氧化层的介电常数，对于伤来说它等于4 s 甜单位是f m ； 蒯1 一m 2 表示两层金属 间的氧化层厚度。 ( 3 ) 衬底作用电容g ，巳和电阻心 衬底的特性用c 衄、c “、砖这三个参量来模拟。c 甜表示氧化层的电容，g 和 氐分别表示衬底的电容和电阻。它们可以用以下公式近似计算： c o x2 i 1 * l _ t o t a l ”詈 ( 2 7 ) g f = 一t o t a l 枣w 串g 材b ( 2 8 ) r s f = l _ t o t a l 二* 二w * 一g s u b ( 2 9 ) 其中c 鼬和g 妯分别代表硅衬底单位面积的电容，电导。 实际证明，这个物理估算模型在几何参数、工艺参数、工作频率的很大变化 范围内，其准确性都是相当好的。新的电感模型都是原模型基础上进行了改进， 第二章r f i c 中关键元件的研究 如图2 6 为新的估算模型： ， c c 勺 昏 厂j v 八厂 r o 八八i r 一 厶二r 1 2 一登堡k 2 卜百一r 二八八 vvv明i 八m l o ；2r o 五 l o 2 v v 2 v 一乞 半a 淼 = 二 a = f 天磺 vvvvv v 鹰跨跨氏 图2 6 当莉便用的佰算模型 通过p a t r i c ky u e 提供的模型，得到电感q 值。 电感的q 值是衡量电感特性的重要指标， q = 2 n 警鬻嚣 通过一系列推导得到： q：孚幸了瓦了鱼寺而幸【1一(cs+c尸)幸(譬+w2厶)】(211) 。 r s r 尸+ 【( w sr s ) 2 + 1 】水r s 7 、厶 一。” 。 其中， 驴砸1 + 华 1 2 ) c p = c o x 篙糍 亿 式2 1 1 中的第一项表示存储的磁场能量以及金属串联电阻损耗，第二项表示 衬底的损耗因子，第三项表示谐振因子影响。 但是针对s i 工艺，可以采用一些变通的方法。如下： ( 1 ) 将平面螺旋电感下面的s i 衬底挖掉，采用四根支撑物将电感支起，这 样可以有效地消除衬底损耗。利用这种方法可以将电感的q 值做到1 0 以匕，但官 射频前端压控振荡器的研究 冈 暨0霾 圈27 典型的p g s 除了这些方法，还有很多方法提高电感的q 值。比如说在工艺上，并联多层金 属，增大金属传输的厚度可以有效地减少趋肤效应。但是由于用到了第五层、 第四层金属，其距离村底越近，其产生的衬底损耗越严重，园而其自谐振频率下 降；另外可以设计成宽度由外及内收缩变化的螺旋电感，崮为电磁场强度由外及 内变强，内部横向趋肤效应变强，需要的宽度比外边小，这种螺旋电感更加实用 性。还有别的方法，但具体考虑到前面所说的工艺问题，往往没有付于实施。 21 1 3 电感仿真结果 使用a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m 软件的m o m e n t u m 对电感进行建模。由于硅集 成电路尺寸较小，就要对s i 的物理参数进行优化。通过模拟与实测的对比，我们 可以得到实测所对应的仿真参数。 中芯国际0 1 8 u mr fc m o sp d k 中提供的电感都是单边结构，该结构对称性较 差，端口寄生参数不相同。本文对国际上通用的差分结构进行仿真，差分电感确 保了对称性，有效地降低共模噪声。 第二章r f i c 中芙键元件的研究 图28a d s 八立形电感模型 蟊l = 1 月m a g ( y ( 2 ，t ) 脚i m q蟊o = 1 m a g ( y 1 1 1 枷d 洲j ) 图29 螺旋电感仿真结果 2 1 14 平面螺旋电感随其参数的变化规律的研究 螺旋电感主要有以下几个参数：线宽，线间距，内径和圈数”1 。中芯国际p d k 中的电感已经固定了线宽( w - 1 0 p m ) 与线间距( s = 2 j i m ) 。因此我们仅对其内径和 圈数进行研究如下： ( 1 ) 螺旋电感随内径变化的规律 保持螺旋电感三个量( w ，s ，n ) 不变内径增加，观察电感的变化。图2 2 ( a ) 是内径由3 0 “b 1 1 到1 2 0 u 变化，螺旋电感0 值随频率的变化趋势。可以看出： 低频时，内径大0 值低：高频时，内径变小，q 值反而高。 由图22 ( a ) 我们还可阻得到电感q 值随内径的变化的规律：内径增加使得 螺旋线的总长度增加，导致损耗增加，从而0 值降低。 实际上，图25 中0 值的变化规律与前面提到的内径增加可以降低磁通量泄 射频前端压控振荡器的研究 漏并不矛盾。这里讨论的前提是三个参量( w ，s ，n ) 固定不变。圈数不变，内径 增加，必然导致损耗增加，所以0 值会下降。为了使得内径增加，总长度不变， 就要固定外径，改变线可距。 ( 2 ) 电感随圈数变化的规律 对于电感随圈数的变化规律在前面几节已经提到过了，即圈数越多，感值越 大，损耗也相应的增加。由于圈数增加，磁力线相抵的机会增多，而且更多的圈 数对应着更大的面积，这会引来更大的衬底损耗。因此电感的q 值会随圈数的增 加而降低。 2 1 2 电容 电容具有隔直的作用。事实上所有的电容都是建立在平行板电容原理的基础 上的，见公式21 4 。但是除了平行极板产生的垂直方向的电容，侧面依旧可以产 生我们想要的电容。因而在集成电路设计中几何尺寸严格要求的情况下，电容产 生的模式也将多样化。工艺上主要倾向于m i m 电容设计。 c 。f ：s 旦! 兰( 21 4 ) hh 2 i 21 金属一绝缘一金属( m i m ) 电容 所有的互连层都可以用来作为通常的平板电容。然而，普通的层间电介质比 较厚( 大约为0 51 u m 左右) ，这恰恰减少了层间电容，因此单位面积的电容很 小( 典型值为5 xi o e5 p f m 2 左右) 。 在中芯国际01 8 p m 的r fm o d e l 库中，在m 5 与m 6 之间添加m i m 层。如图21 0 所示，完全可以用公式21 4 计算其电容大小，然而这种电容完全是依靠其几何尺 寸增大其电容值。在许多的射频集成电路设计中m i m 电容占用太多的面积。 圈21 0 s i i c0 1 8 叫p , fc l l o sp d k 中的m i m 电容 第二章r f i c 中关键元件的研究 2 1 2 2 横向通量电容 1 7 单位面积的总电容可以通过采用两个以上的互连层来加大。但随着互连层的 增多，最下面平面离衬底之间的距离减小，因而其精度更加不能得到保证。另一 方面，还可以利用在给定互连层上相邻金属线之间的横向电通量来进一步增加电 容。由于相邻金属线间允许的间距已经缩小到了小于层间的距离，因此这一横向 的耦合是很重要的。 横向通量电容的一个重要性质是寄生的底板电容比普通平行板结构要小得 多，因为对于要求的总电容来说，其所占据的面积较少。 2 2 1m o s 管 2 2 有源元件 当前，c m o s 工艺已经发展到可以应用于射频电路。对射频c m o s 集成电路来说， 在低频时可以忽略的寄生参数很可能对电路的高频性能产生重要的影响，因而， 射频电路设计对m o s 管模型提出了更高的要求。 噪声特征、线性范围是衡量射频集成电路性能的重要指标。精确的m o s 模型 必须很好地描述这方面的特性。目前的r f 电路存在四种主流的c m o s 模型： l e v e l l 3 ，e k v ，p h i l i p sm o sm o d e l 9 和b s i m 3 v 3 。 最可靠的r f 模型方法是基于散射参数( s - - p a r a m e t e r ) 的方法，但s 参数仅 仅对某一特定的晶体管在某一特定的工作点附近有效，而i c 设计需要用到大范围 工作区间。 中芯国际半导体制造有限公司提供的r f 模型为b s i m 3 模型，此模型很好地考 虑了下列效应：短沟和窄沟对阈值电压的影响：横向和纵向的非均匀掺杂；垂直 场引起的载流子迁移率下降；体效应；载流子速度饱和效应；漏感应引起的位垒 下降；衬底电流引起的体效应；衬底电流引起的体效应；次开启导电问题；漏源 寄生电阻。 在建立器件模型时，应尽量降低寄生参数。对于n m o s 管，其衬底直接与整体 硅相连，旁路的噪声可以轻易对其产生影响。基于中芯国际的工艺，我们添加了 深阱d n w ( d e e pnw e l l ) 的n m o s ，如图2 1 1 所示。该结构起到了很好的隔离作 用，将衬底噪声对器件的影响降到最低。 射频前端压控振荡器的研究 固21 l 添加d w 的n m o s 由图21 1 可以看到，d n w 起到了很好的隔离作用，这点在高频设计中尤为 重要。 在许多射频、模拟电路中，有大量用做差分对的晶体管，一般的设计方法采 用两个单独晶体管差分连接的画法，这种情况下，两个m o s 管的失配会很严重， 尤其是在r f 电路中，这种效应就更明显所以，我们采用在一个m o s 管内部的连 接实现两个用作差分对晶体管的方法，使差分对晶体管的失配降到最小。如图21 2 所示 图2 1 2p 型差分对晶体管 应用于v c o 中的交叉耦合管可以采用类似差分对m o s 管的画法，如图21 3 所示，这样可以最大程度的降低用作负阻的m o s 管的失配，有效降低v c o 的相 位噪声。 第二章r f i c 中关键元件的研究 2 22 变容二极管 圈213 n 型交叉耦台晶体管 对频率综合器来说，性能良好的压控振荡器( v c 0 ) 是非常重要的，同时v c 0 的醅汁也是非常困难的。附节v c o 频率有两种方法：改变电感值或者改变电容值。 在现代无线应用的c m o s 集成技术中，改变电感值非常难以实现。首先，不同的 电感值在电路中对相位噪声产生不同的影响。其二，实现电感值的改变通常需要 多个电感，从而大大的增加了芯月面积。因此可变电容广泛应用于振荡器进行v c o 的频率调节。变容二极管足压控振荡器设计中的关键器件之一：电压调谐电容的范 围决定了振荡器谐振的范围：变容二极管与螺旋电感组成的谐振网络q 值决定了 压控振荡器的相位噪声和功耗。当今的射频c m o s 技术提供两种变容二极管：p n 结型变容二极管，m o s 管变容二极管，其性能的优劣与螺旋电感一样需要优化。 和电感相比，变容二极管的q 值一般较大，其损耗可以忽略不计。它