（电路与系统专业论文）磁悬浮车地通信系统中频调制器的研制.pdf

摘要 摘要 随着数字通信技术的日益发展和广泛应用，数字调制技术作为这个领域中极 为重要的一个方面，也得到r 迅速的发展。在数字移动通信系统中，数字调制是 关键问题之一。选择合适的数字调制方案，可以使无线电信号在有限的带宽内传 送较高的码率。能适应瑞利衰落信道的传输，在解凋时获得较低的误码率。数字 调制技术的开发和应用能够很好的满足各种通信领域对信号处理的要求，对实现 数据的实时传递有着重要的意义。 本论文从数字通信基本理论出发，结合3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统的要求，探 讨和对比了现代数字信号载波传输中的几种常用方式，并着重讨论了适用于移动 通信领域、具有恒包络特性以及相位路径连续的频移键控( c p f s k ) 调制方式的实 现原理、信号频谱特征、性能改进方法等。 在此基础上从车地通信系统对中频部分的性能要求出发，笔者拟定了基于锁 相环路的连续相位频移键控的实现方案，在对锁相环工作原理及锁相调制进行了 必要的分析和讨论后，设计并实现了种基于锁相环路的c p f s k 中频调制器。具 体工作包括了调制器系统仿真，调制器硬电路设计与调试，锁相环送数程序的设 计与调试，以及系统的联调。 该中频调制器工作于3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统中，实现了对1 0 2 4 m b p s 的 数字信号以及周期l m s ，脉宽1 0 1 2 u s 的报头信号的传输，达到了设计需要，现 已用于1 5 公里磁悬浮试验线上，在已完成的试验中工作性能良好。 关键词：连续相位频移键控，锁相环，调制器，数字通信 a b s t r a c r a b s t r a c t a l o n gw i t ht h ei n c r e a s i n gd e v e l o p m e n ta n db r o a da p p l i c a t i o no ft h ed i 酉t a l c o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g y ，t h ed i g i t a lm o d u l a t i o nt e c h n o l o g ya sav e r yi m p o r t a n tp a r t o ft h i sf i l e dh a sb e i n gd e v e l o p e dr a p i d l y i nt h ed i g i t a lm o b i l ec o m m u n i c a t i o ns y s t e m ， d i g i t a lm o d u l a t i o ni st h ek e yp r o b l e m ，s oc h o o s i n gap r o p e rd i g i t a lm o d u l a t i o nb l u e p r i n t c a nm a k et h er a d i ow a v et r a n s m i ta h i g h e rs i g n a l b i tr a t ei nal i m i t e d b a n d w i d t h ，t r a n s m i ts i g n a li nar a y l e i g hf a d i n gc h a n n e la n dc a no b t a i nal o w e rb e r ( b i t e r r o rr a t e ) w h e nw ed e m o d u l a t e dt h es i g n a l i tc a ns a r i s f yt h er e q u i r e m e n t so fd i g i t a l s i g n a lp r o c e s s i n gi ns om a n yc o m m u n i c a t i o nf i e l d sb yd e v e l o p i n gd i g i t a lm o d u l a t i o n t e c h n o l o g ya n dp u ti ti na c t i o n ，a n di th a ss op r a c t i c a ls i g n i f i c a n c et ot h er e a l t i m ed a t a t r a n s m i s s i o n t h i st h e s i s b e g i nw i t h t h et h e o r i e so ft h e d i g i t a l c o m m u n i c a t i o na n dt h e r e q u i r e m e n t so f3 8 g h zc o m m u n i c a t i o ns y s t e m f o rm a g i e vt r a i n ，d i s c u s s e da n d c o m p a r e ds o m ec o m m o nu s e dm e t h o d so fd i g i t a ls i g n a lt r a n s m i s s i o nb yc a r r i e rw a v e a n df o c u so nt h e p r i n c i p l e ，s p e c t r u ma n di m p r o v e m e n tm e t h o d so ft h ec o n t i n u o u s p h a s ef r e q u e n c ys h i f tk e yw h i c hi sp r o p i t i o u st om o b i l ec o m m u n i c a t i o nf i e l d s ，h a sa c o n s t a n te n v e l o p m e n ta n dh a sac o n t i n u o u sp h a s et r a j e c t o r y t h ew r i t e rs t u d yo u tac p f s kb l u ep r i n tb a s e do nap l l ( p h a s el o c kl o o p 、t of i t t h er e q u i r e m e n t so ft h ec o m m u n i c a t i o ns y s t e ma n dd i ds o m en e c e s s a r yd i s c u s s i o n sa n d a n a l y s i so fp l l a f t e rt h a tt h ew r i t e rd e s i g n e da n dr e a l i z e dac p f s ki n t e r m e d i a t e m o d u l a t o r t h ew o r ki n c l u d e st h es o f t w a r e s i m u l a t i o n ，h a r d w a r ed e s i g n i n ga n d d e b u g g i n g ，s o f t w a r ed e s i g n i n ga n dd e b u g g i n gf o rp l l a n ds y s t e mu n i t e dd e b u g g i n g t h em o d u l a t o rn o wi su s i n gi nt h e3 8 g h zc o m m u n i c a t i o ns y s t e mf o rm a g l e v t r a i n i tc a nm o d u l a t e dt h e1 0 2 4 m b p sd a t as i g n a la n das y n c h r o n o u sp u l s ew h i c hp e r i o d i sl m sa n dp u l s ew i d t hi s1 0 1 2 u s a n di t g e t sag o o dp e r f o r m a n c ei nt h e1 5 k i n e x p e r i m e n tl i n ef o rm a g l e vt r a i nt i l lt h el a t e s te x p e r i m e n t k e yw o r d s ：c p f s kpl l ，m o d u l a t o r , d i g i t a lc o m m u n i c a t i o n i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：盘兹日期：) 却年f 月龋 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：盟导师签名：亟刿 日期：砌1 年月7 曰 第一章绪论 1 1 课题来源 第一章绪论 磁悬浮列车作为一种新型的交通工具，具有速度快、无污染、噪音小、耗能小、 对地形适应性强、选线较灵活、乘坐舒适等诸多优点，符合对现代交通工具的要求， 因此具有广阔的发展前景。日本作为一个努力发展高速磁悬浮列车技术的国家，采 用超导电动式方案，载人运行速度已达5 5 0 公里每小时。以德国t r a n s r a p i d 常导磁悬 浮列车技术为主的上海浦东机场至地铁2 号线龙阳路站全长3 0 公里的高速磁悬浮 列车示范运营线，经过全面调试，最高时速达到了4 3 0 公里每小时，成为世界上第一 条投入商业运营的高速磁悬浮线。而我国的磁悬浮列车国产化研制也正在积极的 进行之中【”。 要充分发挥磁悬浮列车的上述优点，并且保障列车在高速运行状况下的安全、 舒适，除了要有基本的磁浮线路、车辆、牵引供电子系统外，还必须有一套包括列 车超速防护( a t p - - a u t o m a t i ct r a i np r o t e c t i o n ) 、列车自动驾驶( a t o - - a u t o m a t i ct r a i n o p e r a t i o n ) n 1 y l j 车自动监控( a t s - - a u t o m a t i ct r a i ns u p e r v i s i o n ) 等功能的完善的运行 控制子系统【2 】。它是确保磁浮系统安全、可靠运行的关键环节。运控系统又分为车 载系统和地面控制系统( 含中心控制系统和分区控制系统) ，因此车地无线通信系 统便成为联系车载系统和地面控制系统的唯一桥梁，是实现高速磁浮闭环运行控 制的关键。本课题便隶属于此类车地无线通信系统，主要任务是在中频上实现系 统的调制解调功能。 1 2 磁悬浮车地通信系统国内外发展概况 从目前国外运行的高速磁浮交通系统来看，车地无线通信系统大都采用了3 8 g h z 或4 0g h z 毫米波无线系统。采用这一频段是源自毫米波视距传输的电波传播 特性，同时具有小尺寸、抗干扰、抗多径的特点。德国西门子公司车地无线系统 工作频率为3 8g h z ，双工方式为频分双工，接收方式选择了抗衰落能力较强的空 间分集接收，而调制方式则采用了对频率容差和多普勒( d o p p l e r ) 频移不敏感的 c p f s k ，收发天线为小尺寸圆极化天线，传输速率达4 0 9 6k b s ，接收灵敏度- 8 6 电子科技大学硕士学位论文 d b m ( b e r = 1 0 。4 1 ，系统误码率为1 0 一，传输距离最大不超过1 5k m 。该系统传输的 车地闯信息或数据有：运行控制系统数据、牵引系统数据、诊断数据、语音信息 和旅客信息等。而日本则采用了4 0g h z 毫米波车地无线系统来保障列车运行时的 车地无线数据链路。 在国内，直接将3 8g i - i z 毫米波无线系统用于车地通信的无线设备尚未见到报 道。国内二十多年毫米波技术的研究工作主要集中在毫米波元部件，以及毫米波 雷达，开展毫米波通信技术研究的研究机构极少，而到达使用程度的毫米波通信 系统更为少见。 1 33 8 ( 3 h z 磁悬浮车地通信系统简介 此次整个1 5 公里磁悬浮试验线车地通信系统包括中央无线电控制单元、分区 无线电控制单元、车载无线电控制单元、宽带传输网、地面基站光纤网、地面固 定基站和车载移动站等，如图1 - 1 所示。 中央无线电控制单元 i 窀带传输凡a il 常耩佶播喇r 地面通信光纤阿4 l ：lill i 地面遭信光纤两8l i j 地面固定基站a 1ij 地面固定基站b 1jj 地面固定基站a 2jj 地面固定基站b 2j 乡乡 7 圉酞民 ， 辙无线电控制单烈睁亏磊磊剥车载矬啦觯和j 一轨-一 图1 - 13 8 g h z 磁悬浮车地通信系统构成框图 2 第一章绪论 其中3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统( 黑色框内部分) 由地面固定基站、车载移 动基站以及地面基站光纤网三大部分组成。沿线设置的以梳状方式排列的无线电 地面固定基站通过地面基站光纤网与分区无线电控制单元相连接。车载移动基站 与地面固定基站之间通过3 8 g h z 的无线信道相连实现双工通信。为了保证系统的 可靠性，按照系统冗余设计要求，3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统设计为双环网( a 环网和b 环网) 。从中频接收频率上加以区分，实现频分双工的通信方式。 3 8 g h z 车地通信系统中地面固定基站和车载移动基站采用同样的硬件结构， 基站内部结构示意如图1 2 所示。主要由r s 编解码，中频调制，毫米波前端，毫 米波天线、中频解调，数据分集各部分组成。 图1 - 2 基站内部结构 整个3 8 g h z 通信系统要满足高速磁悬浮列车数据传输安全性、可靠性、实时 性、带宽等技术要求，具体： 传输速率：4m b p s ( 编码后到中频为1 0 2 4 m h z ) ； 误码率：小于等于1 0 一； 数据传输周期：2 0m s ； 工作频率：3 8 g h z 工作方式：频分双工 接收方式：分集接收 通信距离： 1 0 k m 通道满足多频段多路及冗余的要求； 满足磁浮列车运行速度5 0 0k m h 条件下的通信技术要求； 对外接口满足综合试验线车地通信系统接口规格的要求。 电子科技大学硕士学位论文 1 4 本论文的主要工作 本论文主要探讨了如何设计并实现一种用于3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统的中 频调制器。该中频调制器的主要功能包括： ( 1 ) 对码率为1 0 2 4 m b p s ( 最高可达1 2 5 m b p s ) 的数据和周期为1 m s ，脉宽 1 0 1 2 u s 的报头脉冲信号进行连续相位频移键控的调制。 ( 2 ) 在外部输入的发射等待信号( o n s t b ) 控制下，控制中频已调信号的 通断，以避免越站时的干扰。 ( 3 ) 为毫米波前端提供1 2 5 m h z 的参考信号以及2 4 v 的电源。 论文首先从数字通信的基本理论出发，探讨和对比了现代数字信号载波传输 中的几种常用方式，并着重讨论了属于恒包络调制范畴的几种调制技术，特别对 适用于移动通信领域、具有恒包络特性以及相位路径连续的频移键控( c p f s k ) 调制方式的实现原理、信号频谱特征、性能改进方法等进行了较详细的分析。 然后从3 8 g h z 磁悬浮车地通信系统对中频部分的性能要求出发，拟定了基于 锁相环路的连续相位频移键控的实现方案。并对锁相环的工作原理和用于锁相调 制时需要注意的问题进行了必要的分析和讨论。在上述工作的基础上，具体介绍 了该c p f s k 调制器调制信号合成、锁相调制、过站切换控制等主要功能模块的设 计思路和具体电路。 最后介绍了该c p f s k 调制器的具体制作过程以及在内外场调试过程中的调试 方案和调试结果，并做出总结。 第二章数字调制技术 2 1 概述 第二章数字调制技术 数字调制就是用数字信号对射频载波进行调制。它和模拟调制一样，可以调 制射频载波的振幅、相位、频率或其组合。但由于信号不是连续的，所以分别称 为振幅键控( a s k ) 、移相键控( p s k ) 、频移键控( f s k ) 等。 在数字移动通信系统中，数字调制是关键问题之一。选择合适的数字调制方 案，可以使无线电信号在允许的带宽内传送较高的数据码率。能适应瑞利衰落信 道的传输，在解调时获得较低的误码率( 或者可用较低的信噪比达到要求的误码 率) 1 3 1 。 具体来说对数字调制方式的选择有重大影响的因素，包括以下几个方面【4 l ： ( 1 ) 频带利用率 在数字调制中，常用带宽效率r 来表示它频谱资源的利用效率，它定义 r 6 = r b ，其中r b 为比特速率，b 为无线信号的带宽。当采用m 进制的调制方 式时，由于吃= rl o g m ( r 为码元速率) ，在同样的信号带宽条件下，可以有 更高的频带效率。 ( 2 ) 功率效率 这里的功率效率是指保持信息精确度的情况下所需的最小信号功率( 或者说 最小信噪比) ，功率越小效率就越高。对模拟信号，表现为在满足一定的输出信噪 比条件下，所要求的输入信噪比越低，功率效率就越高。对数字信号它表现为误 比特率只，它是信噪比的函数。在噪声功率一定的情况下，为达到同样的只，要 求已调信号的功率越低越好，功率效率就越高。不同的调制解调方式，功率效率 也就不相同。 ( 3 ) 已调信号恒包络 具有恒包络特性的信号对放大器的非线性不敏感，功率放大器可以使用c 类 放大器而不会频谱带外的辐射的明显增加。这样的放大器直流一交流转换效率高， 可节省电源，这也是高功率效率的一种表现。这效率对于电源供给受限的移动设 备来说具有重要意义：一方面它可以延长设备的工作时间，或者减小设备的体积 或重量。另一方面非线性功率放大器的成本也比较低，利于移动设备的普及。另 电子科技大学硕士学位论文 外，恒包络信号所承载的信息不在幅度，可以使用限幅器来减小瑞利衰落的影响。 ( 4 ) 易于解调 对已调信号的解调，根据调制方式的不同，可以采用不同的解调方法：相干 解调和非相干解调。例如b f s k 信号，就可以采用滤波和包络检波的非相干解调 方法，也可以采用相干解调的方法。相干解调具有较好的误码性能，但要求在接 受端产生一个和接受信号同频同相的相干载波，这在移动信道上是不容易做到的。 非相千方法由于不用提取相干载波，技术上比较简单，对信道衰落的影响也不那 么敏感，误码性能相对来说反而不那么严重。所以，在信道衰落强度比较大的移 动通信系统中，常常用到非相干解调。 ( 5 ) 带外辐射 在多用户同时工作的系统中，许多用户在同一时间、同一空间发射无线信号。 为了减小相互之间( 特别是相邻信道之间) 的干扰，每个用户的信号频谱严格控 制在规定的带宽内。这就要求己调信号的功率谱的旁瓣很小。使超出带宽外的信 号功率降低到规定以下。不同的调制方式信号的功率谱也不同，一般来说线性调 制比非线性调制有更好的功率谱特性，同时，为了减小带外辐射，常常对基带信 号进行预滤波，使已调信号的带外辐射控制在允许的范围内。 在移动通信系统中，采用何种调制方式，要综合考虑上述各种因素。实际上 没有一种调制方式能同时满足上述的要求。因此在选取调制解调方案时应该根据 具体的情况综合考虑。下面就先介绍几种常用的数字调制方式，并着重分析比较 它们的频谱特性。 2 2 幅度键控 用基带数字信号对高频载波信号的幅度进行控制的方式叫幅度键控，也叫数 字调幅，简记为a s k 5 1 【6 【7 】。 对于二进制数字信号序列，令0 码出现的概率为p ，“1 ”码出现的概率为 ( 1 一p ) ，并且彼此独立。现用p ( f ) 表示数字基带信号，用s ( t ) 表示已调信号。令 正弦型载波初相位为零，即载波为c o s 啦f 。那么类似a m 原理，一个a s k 信号 可以表示成一个单极性矩形脉冲序列与一个正弦载波相乘的形式。 s a s k ( t ) = e ( t ) c o s ( w t ) ( 2 1 ) 其中 第二章数字调制技术 e ( f ) = a 。g ( t 一，z z ) ( 2 - 2 ) 式中的g ( t ) 是码元宽度为i 的矩形脉冲，a 。的取值服从下述关系 f 十1 ，概率为p n 一l ，概率为( 1 一p ) q 3 式( 2 1 ) 可以写成 s 。掰( t ) = | ：x a n g ( t n i ) i c 。s 咄 ( z - 4 ) l “ a s k 信号产生的方法通常有两种，如图2 1 所示。图2 - 1 ( a ) 与一般的模拟 幅度调制方法相同，只是这里的调制信号是数字信号；图2 - 1 ( b ) 则是一种键控 方法，开关电路受基带信号e t ) 的控制。a s k 信号波形如图2 - 2 所示。 e ( t ) a c o s f o c t 开关电路 ( a ) e ( t ) ( b ) 图2 1 a s k 原理框图 电子科技大学硕士学位论文 口i 由于a s k 信号是随机的、功率型的信号，所以研究其频谱特性时，应该讨论 它的功率谱密度。 设a s k 信号s 。蹯( f ) 的功率谱密度为配腿( ，) ，数字基带信号e o ) 的功率谱 为s 。( ，) ，则有式( 2 4 ) 可得当s 。( t ) 的双边功率谱为 s a s k ( ，) = 丢 s 。( ，+ 正) + 5 。( ，一，c ) ( z - 5 ) e ( t ) 为1 和0 等概率出现的单极性不归零( n r z ) 矩形脉冲序列( 码元间隔互) 时 s o ( i ) = - 1 7 s ：( 玎肛) + 丢6 ( ，) ， 一， 1 0 b k = l 图2 - 5q p s k 信号矢量图 令比特码元( a k , b k ) = ( i k ，q t ) ，则式2 - 1 1 就是实现图2 - 4 相位逻辑的q p s k 信号。用直接调相法产生q p s k 信号时，不同的单双极性变换对应关系或者不同 的相移网络，均可改变q p s k 信号的相位编码逻辑关系。在实际系统中常使用的 是四相相对相移键控( d q p s k ) ，二迸制基带信息比特流经过差分编码器之后才通 过上述q p s k 调制。可以避免理想q p s k 相干解调中存在的由于相干载波初相 不确定而导致的解调输出数字信号极性不确定，也就是相位模糊问题。 2 3 2 玎4 q p s k 石4 q p s k 调制足在q p s k 的基础上发展起来的，由于在产生q p s k 信号的 时候，i 、q 两个信道上的数据沿是对齐的，在码元转换点上q p s k 信号的相位， 可能产生玎2 突变( 当两个信道上只有一路数据改变极性时) ，也有可能产生万突 变( 当两个信道上数据同时改变极性时) 。这使得q p s k 信号有很大的旁瓣分量。 而且如果在q p s k 基带数字信号加入升余弦滤波使基带信号成连续波形后，基带 信号将以有限的斜率通过零点，因此各支路的b p s k 信号的包络有起伏且最小值 为零，这使q p s k 信号的包络不再恒定。在通过非线性信道或非线性放大后会使 功率谱的旁瓣再生。 万4 q p s k 调制的特点在于码元转换时它的相位跳变值为_ 7 r 4 或3 石4 。 因此限带滤波后信号包络的波动幅度小于q p s k 。而且它可以接受非相干解调，这 将大大简化接收机的设计。丌4q p s k 常常采用差分编码，以便在解调的时候采用 差分译码。采用差分编码的万4 q p s k 就称作万4 d q p s k 。 石4 d q p s k 可采用正交调制方式产生。其原理如图2 - 6 所示。 1 1 电子科技大学硕士学位论文 、 差 分 相 位? 豺 殍j 图2 - 6 石4 d q p s k 正交调制原理框图 输入的数据经过串并变换后分成两路数据，和q ，它们的符号速率等于输入 串行比特速率的一般。这两路数据经过一个变换电路( 差分相位编码器) 输出信 号巩和，t ，为了抑制已调信号的旁瓣，在与载波相乘之前，通常还经过具有升余 弦特性的低通滤波器，然后分别和一对正交载波相乘后合并，即得到玎4 d q p s k 信号。为了简化推导先不考虑滤波器的存在。于是 s 州4 郴硭( f ) = u j c o s6 0 t - v k s i n w t = c o s ( ( o c t 十o k ) ( 2 1 4 ) 式中以为当前码元相位： r ， o k = 吼一l + 吼= a r c t a n ( 2 1 5 ) y t 以= 咖& l ( 2 - 1 6 ) 圪= s i n o ki 其中o k 一1 为前一个码元结束时的相位，a o k 是当前码元的相位增量。所谓相位 差分编码就是输入的双比特i 和q 的四个状态用4 各吼值来表示。其相位逻辑 如表2 2 所示。 表2 - 2 双比特i 和q 的相位逻辑 iq口 + 1+ 1 , u 4 1+ 1 3 s t 4 1 1 3 玎4 + 11一耳| 4 1 2 第二章数字调制技术 图2 7 为州4 d q p s k 信号的相位星座图，由于日的可能取值有4 个 玎4 ，3 玎4 ，所以相位臼有8 种可能的取值，其星座图的8 个点实际是由两个 彼此偏移玎4 的q p s k 星座图构成，相位的跳变总是在这两个星座图之间交替进 行。 q 回国 遗够。 图2 7 州4 d o p s k 信号的相位星座图 式2 1 5 表明，当前码元的相位仇可以通过累加的方法求得。当已知，和q ， 设初相位酿= 0 ，根据这个编码表可以计算得到信号每个码元相位的跳变a o 并 通过累加的方法求得吼，从而求得u 和l 的值。通过计算可以得出u k 和的值 有5 种可能的取值o ，l ，1 4 2 ，并且总是 厂= 一厂：一 u f 十f 。, 2 = 、c o s 。o k + s i n 2 吼= 1 ( 2 1 7 ) 所以若不加滤波器，玎4 q p s k 信号仍然是一个具有恒包络特性的等幅波。为 了抑制旁瓣的带外辐射，加入升余弦低通滤波器限带后，信号波形会失去恒包络 特性而呈现波动，但波动幅度小于q p s k 。玎4 q p s k 信号理论上功率谱和q p s k 是一样的，但在实际应用的系统经非线性传输后，实际频谱效率优于q p s k 。 2 4 频移键控 2 4 1 f s k 信号 设要发送的数据为a t = - - 1 ，码元长度为i 。在一个码元时间内。它们分别用 两个不同频率，1 、，2 的正弦信号表示帕5 删8 ，例如： 电子科技大学硕士学位论文 a k ；= + 一1 l ：。s 脚m x ( ( ，t ) ) ：= c o s ( c o l t + + q ；1 ) ) l 卜( c o s ( o ) 2 t 1 ) i 一圮 ( z s ) = _ 1 s 脚( f ) =+ ) r 5 式中，q = h 五，( 0 2 = 劢，2 。 定义载波角频率( 虚载波) 为 吡= 幼厂= 【c 0 1 + 0 3 2 ) 2 ( 2 - 1 9 ) q ，c 0 2 对吐的角频偏为 = 劢厶= l ( - o i 一2 1 2 ( 2 2 0 ) 其中厶= i 一，2 i 2 就是对载波频率丘的频率偏移。 定义调制指数为 h = j 工一，2j i = 2 厶i = 2 l r b ( 2 2 1 ) 它也等于以码元速率为参考的归一化频率差。根据a t 、h 、i 可以重写一个码元 内f s k 信号的表达式： s 蹦( r ) = c o s ( q r + 吼r + 吼) 3 c 。s ( r + 吒百z hr + 吼) 。2 ：， ；c o s r o t + 皎( r ) 式中 吼( t ) 吨争慨( ) 鞫啦 沼z s ) 称作附加相位。它是f 的线性函数，其中斜率为口t ，砌i ，截距为吼，其特性如 图2 8 所示。 1 4 第二章数字调制技术 ， ， ， q 一。( r )j ， ， ， 、q ( 蝎) ， ， 、： ， 、k， ，一 ， ：7 7 ：，7 7 i ，7 7 心，7 7 嚷( f ) ，7 7 ：，7 个、。 ，7 7：，7o k 一。l ( k r , ) 、 7j 7 j 、 、 、 7 、 ，7 l 、 7 ； 、 a t i 图2 8 附加相位特性 f s k 属于非线性调制，一般来说研究其频谱特性是比较困难的。目前比较常 用的方法是，把f s k 信号看成是两个a s k 信号的叠加，通过研究每个a s k 信号 的频谱，进而推导出f s k 信号的频谱表示式。与a s k 信号相同，f s k 信号的频谱 也是功率谱。设 q ( f ) = t g ( f 一尼i ) ( 2 2 4 ) 已：( f ) = 砀( f 一讧) ( 2 - 2 5 ) 为了简明起见，这里不考虑相位的影响，则式2 - 2 2 可以写成 s f s k ( t ) = e l ( t ) c o s ( ( o l t ) + e 2 ( t ) c o s ( o , 2 t ) ( 2 - 2 6 ) 根据a s k 信号功率谱密度的表示式，可以得到这种f s k 信号的双边带功率谱 密度表示式为 s 腓( ，) 2 采墨( ，一s 1 ) 十墨( ，+ 矗) 1 。 ( 2 ，2 7 ) 十丑ie z ( ，一，2 ) + 易( ，+ ，2 ) 式中目( ，) ，巨( ，) 分别为基带信号q ( f ) ，e 2 ( t ) 的功率谱密度。 皇王型垫查堂塑主堂篁堡塞 g ( t ) 是码元宽度为z 得矩形脉冲：二进制数字信息为单极性不归零码；0 ， “1 ”等概率出现，即p = 1 2 ；由前面己求得的单极性不归零矩形脉冲的功率谱密 度，可得到这种f s k 信号的双边功率谱密度为 s 脚( ，) 2 素忙 石( ，+ ) i + 5 ： 玎( ，一，1 ) 枷 三 1 6 1 上 1 6 s ： 石( ，+ ，2 ) i + s ： 石( ，一，2 ) i ) ( 2 - 2 8 ) 6 ( 厂+ 矗) + 6 ( ，一 ) 十6 ( ，+ ，2 ) + d ( ，一，2 ) 其示意图如图2 1 1 所示。图中正一y i ，厶= ( + f 2 ) 2 。 l t 一| ，| tf l | qk kk f 。 圈2 - 9f s k 信号功率谱密度 由图2 - 9 ，并根据以上分析可知： f s k 信号的功率谱同样由连续谱和离散谱组成。其中，连续谱由两个双边带 谱叠加而成，而离散谱出现在两个载频的位置上。 若两个载频之差较小，比如小于f ，则连续谱出现单峰，如图2 - 9 中曲线b 所示；若载频之差逐步增大，即 和厂2 的距离增加，则连续谱将出现双峰，如图 2 - 9 中曲线a 所示；若 和，2 的距离继续增加，则曲线a 中双峰间距离会继续增大。 传输f s k 信号所需的第一个零点带宽厂约为 r = i ，2 一 i + 2 l ( 2 - 2 9 ) 第二章数字调制技术 2 4 2 相位连续的f s k ( o p f s k ) 从原理上讲，f s k 信号的产生可以用两种不同的方法：开关切换的方法和调 频的方法，如图2 一l o 所示。图2 1 0 ( a ) 中两个不同的独立频率源产生两个载波信 号，频率分别为和0 3 2 ，开关电路受到矩形脉冲序列的控制，对两个载频进行选 通。而图2 1 0 ( b ) 则是用于模拟调频用样的方法来实现f s k 信号。 e ( t ) ( a ) 。( t ) f _ _ s 。( t ) ，莓拟 周制器卜_ 一 【一 图2 - 1 0 f s k 信号的产生 开关切换的方法所得到的f s k 信号一般情况下是一种相位不连续的f s k 信 号；调频的方法所产生的是相位连续的f s k 信号( c p f s k ) 。所谓相位连续是指不 仅在一个码元持续期间相位连续，而且在从码元口到a t 转换的时刻七i ，两个码 元的相位也相等，即 o k ( i ) = 吼一。( i ) ( 2 3 0 ) 由式2 - 2 6 带入上式，有 吼等怛+ 眈鸭一t 钞；r h 一) i 慨， 协s ， 这样就要求满足关系式： 吼= ( 口女一l 一口t ) 3 r h k + 一l ( 2 - 3 2 ) 1 7 电子科技大学硕士学位论文 即要求当前码元的初相位由前一码元的初相位- l 、当前码元吼和前一码元 n 来决定。这种关系就是相位约束条件。满足这个条件的f s k 就是相位连续的 f s k 。相位不连续的f s k 和相位连续的f s k 信号波形分别如图2 1 1 和图2 1 2 所 示。 c o s ( 2 t + ( f ) 。( o o ( r ) c ( r ) k ( f ) 口二 一。 图2 1 1 不连续相位的f s k 波形 口i。 图2 1 2 连续相位的f s k 波形 1 8 第二章数字调制技术 由图2 1 1 ，图2 1 2 可以看出，相位不连续的f s k 信号在码元交替时刻，波形 是不连续的，而c p f s k 信号是连续的，这使得它们的功率谱特性很不相同。 图2 1 3 和图2 1 4 分别是相位不连续f s i 娇n c p f s k 信号的功率谱特性的例子。 图中给出了调制指数分别为h = o 5 ，0 8 ，1 5 时的功率谱特性。 s 。( ，) 2一l012 图2 1 3 相位不连续f s k 信号的功率谱 一z一1 u12 图2 1 4c p f s k 信号的功率谱 比较图2 1 3 和图2 1 4 可以发现，在相同调制指数的情况下，c p f s k 的带宽 要比一般的f s k 带宽要窄。这意味着前者的频带效率要高于后者，所以在移动通 信系统中f s k 调制常常采用相位连续的调制方式。另外，我们还看到它们的一个 共同点，就是随着调制指数的增加，信号带宽也在增加。从频带效率考虑，调制 指数不宜过大，但太小又因两个信号频率过于接近而不利于信号的检测，所以应 当从它们的相关系数以及信号带宽综合考虑。 1 9 电子科技大学硕士学位论文 f s k 信号的归一化互相关系数p 可以求得如下( 为方便讨论，令它们的初相 纯= 0 ) ： p 2 暂c o s 叩o s 啦= s i n ( 2 c o c t s ) ， 2 c o o t 。 型塾型 ( 2 _ 3 3 ) 2 c o a t 。 通常总是q i = 2 玎l l 1 ，或者吐正= n 玎，因此略去第一项，i j ： p s i n ( 2 w d t s ) 墅弩f 厶二奉超s i n 2 z r h ( 2 3 4 ) 4 2 m a t ,幼( 一，2 ) 互 2 砌 p h 关系曲线如图2 - 1 7 所示。从图中可以看出，当调制指数h = 0 5 ，1 ，1 5 时，p = 0 ，即两个信号正交的。信号的正交有利于信号的检测。这些使p = 0 的 参数j | i 最小值为1 2 ，此时在i 给定的情况下，对应的两个信号的频率差i 一，2 1 有 最小值，从而使f s k 信号有最小带宽。 p f ，。 0 k 、；、7 2 4 3m s k 和g m s k 图2 - 1 5f s k 信号的互相关系数 调制指数h = 0 5 的c p f s k ，称作最小移频键控( m s k ) 。它是在两个信号正 交的条件下，对给定的r b 有最小的频差1 9 】1 1 0 】【1 1 】【1 2 】【1 3 】。 从c p f s k 的角度，m s k 信号的表达式可以写作 2 0 第二章数字调制技术 s m s x ( t ) = c o s ( c o j + 眈) 1 叽一。百2 zh 蛾 ( k - 1 ) t , _ t s k t 3 5 由式2 3 5 可知，一个码元从开始时刻到该码元结束时刻，其相位变化量( 增 量) 为 吼= 吼 ( 七十1 ) i 一吼( 尼i ) = 吼詈 ( 2 3 6 ) f l j - ? a = 1 ，因此每经过i 的时间，相位增加或者减小叫2 ，视该码元吼的 取值而定。这样随着时间的推移，附加相移的函数曲线是一条折线。这一折线就 是m s k 信号的相位路径。由于h = 0 5 ，m s k 的相位约束条件就是 鲰= ( a e , - a k ) 善后慨。 ( 2 3 7 ) 由于k 一1 一吼i 总为偶数，所以当= o 时，其后各码元相位吼为玎的整数 倍。相位路径的例子如图2 - 1 6 所示，其中= 0 。可以看到截距吼的取值为 0 ，叫，玎，一硝，勋。 o k ( t ) 一1十l+ 1+ 11+ 11 、 、l ， + 7 。t ， 淤欺， 辚：、l 、7 t | t ： 图2 1 6 附加相位的相位路径 在m s k 信号中，码元输率吃= 1 互、峰值频偏厶和两个频率 、，2 存在一 定的关系。因为 新 妨 o 呵 勘 c ! i ； 电子科技大学硕士学位论文 p ：s i n ( 2 0 4 t , ) + s i n ( 2 c t , ) ；o ( 2 - 3 8 ) 。 2 吐互2 0 ) a t , o , c l22 疗l r , = 删l ( 2 3 9 ) z = 2 玎厶i = 九万l 式中m ，l 均为整数。对于m s k 信号，h ；l ，1 一，2 i i = 0 5 ， n = 1 。当给 定码元速率r 时，可以确定各个频率如下： ，c = m 乜41 ，c = ( m + 1 ) r b 4 ( 2 4 0 ) ，c = ( m - - 1 ) r b 4 i 即载波频率应当是尼4 的整数倍。 酬= 等 黼 沼4 。 式中a 为信号的幅度。m s k 信号比一般的b f s k 信号有着更高的带宽效率。 9 0 的功率带宽为2 x 0 7 5 r b ；9 9 的功率带宽为2 x 1 2 r b 。在实际应用中对 g s m 这种移动通信体制来说这样的带宽仍然是比较宽的。而且因为数字基带信号 往往含有丰富的高频分量，故m s k 信号的频谱仍然不能满足诸如g s m 体制邻道 低通滤波器对基带数字信号进行预滤波，滤去其高频分量以便获得更好的频谱特 性。作为预滤波的低通滤波器应具有如下特性： ( 3 ) 保持滤波器输出脉冲的面积不变以保证相邻码元之间的石2 相移。 其中条件( 1 ) 是为了抑制高频分量，条件( 2 ) 是为了防止过大的瞬时频偏： 条件( 3 ) 是为了使调制指数为1 2 。 第二章数字调制技术 高斯最小频移键控( g m s k ) 就是基带信号经过高斯低通滤波器的m s k ，如 图2 1 7 所示。图中的低通滤波器采用高斯滤波器。 数据输入厂_ _ ? _ g s m k 信号输入 叫l p f j 卜_ - hm s k 卜卜 i川l ：i 高斯滤波器具有指数形式的响应特性，其中幅度特性为 h ( ，) ；p 妒驴) ( 2 4 2 ) 冲激响应为 h ( t 1 ；而g 一( 圳2 ( 2 4 3 ) 式中以为常数，取值不同将影响滤波器的特性。令b b 为h ( s 1 的3 d b 带宽， 因为h ( o ) = 1 ，则有日( ，) l ，吃一日( 吃) = 0 7 0 7 ，可以求得： 口= f f 2 l n 2 吃圭1 7 晚 ( 2 4 4 ) 设要传输的码元长度为i ，速率为吃= 】i ，以r b 为参考，对f 归一化： x = 厂吃= 皿则归一化3 d b 带宽为 x b = b b r b b j s 2 4 5 ) 这样，用归一化频率表示的频率特性为 h 。e 一( s 17 岛) 2 ：e 一( 椰) 2 ( 2 4 6 ) 令f ；f i ，并把口= 1 7 吃带入式2 - 4 3 ，设正一1 ，则有 ( f ) = 3 0 1 x 6 e 佃w ) 2 ( 2 4 7 ) 给定，就可以计算出h ( x ) 、矗( 百) ，并画出它们的特性曲线，如图2 - 1 8 电子科技大学硕士学位论文 h ( 上) ( r ) ( a ) 频率特性 ( b ) 时间特性 图2 1 8 高斯滤波器特性 2 5 几种数字调制技术的对比 = f f b 6 r t i t 。 正如本章开头所述，在设计数字通信系统时，选择哪一种数字调制方式是十 分重要的问题，这往往是根据频带利用率、功率效率、带外辐射、已调信号包络 特性和设备实现复杂度等多种因素来综合考虑的，根据具体的使用环境和条件进 行比较才能做出判断的。 第二章数字调