（电路与系统专业论文）恒增益恒功耗cmos低噪声放大器的优化设计方法研究.pdf

西南科技大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 低噪声放大器( l n a ) 位于射频接收前端的第一级，它的噪声特性将大 大影响整个射频接收系统的噪声性能。然而已有的l n a 噪声优化方法中没 有考虑栅极寄生电阻产生的热噪声对l n a 噪声性能的影响，因此，本文主 要研究当考虑栅极寄生电阻和栅一源额外电容时，共源共栅源极电感负反馈 c m o sl n a 的噪声系数优化方法。 本文通过分析l n a 的结构，基于l n a 的噪声性能及c m o s 工艺的考量， 选择了共源共栅源极电感负反馈结构作为l n a 的基本结构，然后根据噪声 理论，建立其高频小信号等效噪声电路模型，最后对小信号模型进行分析， 利用二端口噪声理论，推导出噪声系数的统一数学表达式。 在恒增益、恒功耗以及恒增益恒功耗下对l n a 的噪声系数进行优化， 并且与以前提出的方法进行比较，最后在a d s 中搭建小信号电路，对噪声系 数的三种优化方法进行验证仿真。 本文完成了基于恒功耗下的2 4 g h z0 1 8 u mc m o sl n a 的电路设计，采 用a d s 进行仿真。仿真结果为：s ，一2 2 3 4 5 d b ，s 2 3 3 9 9 4 d b ，s 2 1 2 2 2 7 4 9 d b ， & ，一9 7 6 2 d b ，n f ( 2 ) = 0 5 1 2 d b 。仿真结果表明，本文所设计的l n a 性能良好， 是一个成功的设计。 关键词：低噪声放大器栅极寄生电阻恒增益恒功耗 噪声系数优化 a bs tra c t a st h ef i r s ts t a g ei nt h ef r o n t - e n do ft h er f t r a n s c e i v e r ，t h ep e r f o r m a n c eo f l n ah a sas i g n i f i c a n ti m p a c to nt h ew h o l es y s t e m h o w e v e r ，t h ee x i s t e dn o i s e f i g u r eo p t i m i z a t i o nt e c h n i q u e sd i d n tt a k et h et h e r m a ln o i s ed u et ot h eg a t e p a r a s i t i c r e s i s t a n c ei n t o c o n s i d e r a t i o n t h i s p a p e rd i s c u s s e sn o i s ef i g u r e o p t i m i z a t i o nt e c h n i q u e sw h i c ha d d r e s st h ee f f e c to ft h en o i s ed u et o t h e g a t e i n d u c t o rp a r a s i t i cr e s i s t a n c ea n d g a t e - f i n g e rp a r a s i t i c r e s i s t a n c eo f m o s f e ta n da ne x t r ag a t e - s o u r c ec a p a c i t o rf o ri n d u c t i v e l yd e g e n e r a t e dc a s c a d e c m o sl n aw i t ho n c h i pg a t ei n d u c t o r s b a s e do nn o i s ep e r f o r m a n c eo fl n aa n dc m o st e c h n o l o g y , t h i sp a p e r a n a l y s e st h ec o m m o ns t r u c t u r e so ft h el n aa n ds e l e c t st h e i n d u c t i v e l y d e g e n e r a t e dc a s c a d el n aa sb a s i cs t r u c t u r eo fl n a t h e na c c o r d i n gt ot h e t h e o r yo fn o i s e ，t h es m a l l - s i g n a lm o d e li sd e s i g n e d t h ea n a l y t i c a le x p r e s s i o no f t h en o i s ef i g u r ei sd e r i v e sb a s e do nt h et h e o r yo ft w o p o r tn o i s ea n d t h e s m a l l s i g n a lm o d e l t h r e ek i n d so fo p t i m i z a t i o nt e c h n i q u e s ，c o n s t a n tg a i no p t i m i z a t i o n ，c o n s t a n t p o w e ro p t i m i z a t i o n s ，c o n s t a n tg a i na n dc o n s t a n tp o w e ro p t i m i z a t i o n ，a r ei n c o n t r a s tw i t ht h em e t h o d sp r o p o s e dp r e v i o u s l yi nt h i sp a p e r f i n a l l y ，t h er e s u l t s o ft h et h r e e o p t i m i z a t i o nt e c h n i q u e sh a v eb e e nv e r i f i e db y s i m u l a t i n gt h e s m a l l 。s i g n a lm o d e lw i t ha d v a n c e dd e s i g ns y s t e m s ( a d s ) s i m u l a t i o ns o f t w a r e t h i sp a p e rf u l f i l l st h es c h e m a t i co f2 4 g h z0 18 u mc m o sl n a u n d e rt h e p o w e rl i m i t e d ，a n dt h er e s u l ti ss i m u l a t e db ya d s t h er e s u l to fs i m u l a t i o na r e ： s i i 一2 2 3 4 5 d b ，s 2 3 3 9 9 4 d b ，是1 2 2 2 7 4 9 d b ，是2 9 7 6 2 d b ，n f ( 2 ) = o 5 1 2 d b 。t h e d a t ao fs i m u l a t i o ns h o wt h a tt h el n a h a sg o o dp e r f o r m a n c e i ti st u r n e dt ob ea s u c c e s s f u ld e s i g n k e yw ords ：l o wn o i s ea m p l i f i e r ；g a t ep a r a s i t i cr e s i s t a n c e ；c o n s t a n tg a i n ； c o n s t a n tp o w e r ；n o i s ef i g u r eo p t i m i z a t i o n 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 页 1 绪论 1 1课题意义 近年来，蜂窝式个人通信( p c n ) 、全球卫星定位系统( g p s ) 、无线局域网 ( w l a n ) 、蓝牙技术( b l u e t o o t h ) 、高速语音、数据、图文与图像传输、卫星直 播电视、多媒体移动接入通信系统( m m a s ) 等等无线通信技术进入了千家万 户。尤其是近些年来，随着高速无线互联网和第三代移动通信( 3 g ) 等技术的 飞速发展，无线通信技术发展迅速。由于无线通信技术在现代信息化社会中 的广泛应用，所以射频集成电路作为无线通信系统中的重要模块，获得了高 度重视并得到了快速的发展。 无线通信系统包括发射机和接收机两部分，而接收机又是主要部分，经 典的接收机结构是超外差接收结构。超外差接收结构主要由低噪声放大器 ( l n a ) 、混频器( m i x e r ) 和滤波器( f l i t e r ) 等三部分构成，其中l n a 和m i x e r 是 有源电路，f l i t e r 是无源电路。l n a 是整个接收机系统的第一级有源电路， 由级联系统的噪声累加理论可知：l n a 的噪声性能对整个接收机系统的噪声 性能起关键作用；l n a 还负责对输入的射频微弱信号进行放大来降低后续各 级模块( 混频器和滤波器等) 产生的噪声对信号的影响，因此，为了抑制后续 电路的噪声对输入有用信号的影响，一般要求l n a 具有低噪声、高增益等 特性。l n a 的前级一般是一个无源滤波器，为了得到好的滤波特性，要求滤 波器的负载为某一特定阻抗，如5 0q ，因此l n a 的输入阻抗应等于滤波器 的负载阻抗。由于输入信号变化范围大，从几个y 的小信号至几十m v 的大 信号，l n a 应该同时能放大小信号和接收大信号，线性度是衡量l n a 接收 大信号不失真的一个重要指标n ，。因此，作为无线接收机的重要模块，低噪 声放大器决定了整个接收端的噪声特性，只有使其前端噪声足够低，保持足 够的增益和良好的阻抗匹配，才能保证整个系统的最佳性能。 目前为止，c m o s 、砷化镓( g a a s ) 、双极型硅( b i p o l a r ) - - - 种工艺应用于 集成电路。对于整个无线接发系统来说可以分为基带部分和射频部分两部分。 长期研究表明：c m o s 器件在高频段性能较差，g a a s 和b i p o l a r 这两种工艺 在高频段性能良好，因此通常应用在射频集成电路，而基带部分常用c m o s 工艺。一般射频集成电路处理模拟信号，电路的工作频率比较高，成熟工艺 为g a a s ，但是由于g a a s 工艺与c m o s 工艺不兼容，电路的小型化集成化 就不可能实现，而这正是今后电路系统的发展趋势心1 。为了在同一块芯片上集 西南科技大学硕士研究生学位论文第2 页 成两部分电路，必须使用c m o s 工艺。随着c m o s 工艺尺寸的不断进步， m o s 管的特征频率也越来越高，例如，0 3 s u m 工艺下的m o s 管特征频率已 达到5 0 g h z ，0 1 8 u m 工艺下的特征频率已达到了6 0 g h z ，9 0 n m 的c m o s 工 艺的特征频率达到了1 6 0 g h z 。c m o s 成熟的工艺和高集成度是它一个无可 比拟的优势，只有两部分都采用c m o s 工艺，才可能实现单片集成。因此， 目前的研究热点是如何用c m o s 工艺设计出性能更好的低噪声放大器。随着 无线通信的迅速发展，不断完善的c m o s 技术能很好的满足无线接收机小型 化和低价格的要求。因此，c m o s 工艺低噪声放大器的设计可以推动着电路 向单片集成化发展n “。 随着m o s 晶体管尺寸减小和信号幅度降低，m o s 器件内的闪烁噪声随 着栅长的减小会大大增加，因此c m o s 晶体管会恶化电路的噪声性能，其次 芯片的发热要求电路必须有良好的散热处理。因此，c m o s 工艺器件的噪声 特性要比其它工艺器件的噪声性能差。所以在c m o s 低噪声放大器的设计 中，在确保增益、功耗、线性度等符合指标情况下来降低噪声系数就成为设 计中的最大挑战，尤其是在某些特定条件要求下，比如：恒增益、恒功耗、 恒增益恒功耗等。 1 2 国内外研究现状 关于低噪声放大器的研究，国外做了大量研究。从1 9 9 0 年开始，国外对 于c m o s 工艺的低噪声放大器的研究日益增多，初期频率范围大约从几百 h z 到几g h z 。1 9 9 7 年，s h a e f f e r 对低噪声放大器进行了详细的分析，涉及 了l n a 的结构、高频噪声模型建立、噪声公式推导、特定条件下的噪声优 化方法，最后用一个设计实例证明了提出方法的有效性并对参数进行了分析 等。随后关于c m o s 工艺的低噪声放大器的一系列研究越来越多，现如今已 出现了多种基于c m o s 工艺的射频芯片。目前国外公司主要有a g l i e n t 、 m i n i c i r c u i t 、s i g e 、s i r e n z a 和m ac o m 等进行射频集成电路单片低噪声放 大器的制作。 相对于国外来讲，国内的研究起步较晚，大约是从2 0 0 0 年以后开始的， 到目前为止研究成果相对国外来说还是比较少。国内很多研究机构及高校对 c m o s 低噪声放大器进行了研究，但工艺尺寸较低，工作频率不高，与国外 的先进工艺仍存在一定的差距。近年来，国内研究机构主要包括中国电子科 技集团公司的l3 所、2 4 所、5 5 所、航天7 7 l 所、清华微电子研究所以及中 西南科技大学硕士研究生学位论文第3 页 科院微电子研究所等采用c m o s 工艺实现单片低噪声放大器，在表l l 中给 出了国内外的一些研究成果。 表1 - 1l n a 的国内外研究现状 t a b 1 1r e s e a r c hs t a t u so fh o m ea n da b r o a da b o u tl n a 关于l n a 的优化方法，国内外常用的有三种噪声优化方法。 ( 1 ) 经典的噪声优化方法 在经典的噪声系数优化方法，中，通常通过定义最佳的信号源导纳得到 最小的噪声系数。最小噪声系数为： f m i = l + 去罢扣( 1 w ) ( 1 _ 1 ) 其中，是最小噪声因子，是工作角频率，畸是截止频率，6 是栅 噪声系数，) ，是漏极电流噪声系数，c 是相关系数，由公式( 1 1 ) 可以看出， 如果6 为0 ，即没有栅电流噪声，那么噪声系数最小，但现实中必然存在栅 电流噪声，当漏极电流噪声与栅极感应噪声之间的相关系数c 越大，噪声系 数也会越小，因此为了改善噪声性能可以采取提高漏极电流噪声和栅感应噪 声相关性的办法。同时，当其余参数不变，增大特征频率嘶时也可以优化噪 西南科技大学硕士研究生学位论文第4 页 声性能。 这种经典理论指出：当给定一个晶体管及其栅极过驱动电压时，我们可 以得到最小噪声系数，但是它并没有具体说明晶体管是如何选择的；而且这 种方法不能满足功率匹配，在实际设计中很少用到。但是，经典的噪声优化 方法是l n a 设计进程中的一个里程牌。随着片上系统性能和集成度的提高， 功耗是一个必须考虑的参数，然而经典的噪声优化方法没有考虑功耗。 ( 2 ) 恒增益噪声优化方法 1 9 9 7 年，s h a e f f e r 和l e e ，提出的恒增益噪声优化方法没有考虑栅极寄生 电阻对l n a 噪声性能的影响，因此，当存在损耗电感或者考虑栅极寄生电 阻时，这种方法不能保证噪声系数最优。 ( 3 ) 恒功耗噪声优化方法 恒功耗噪声优化方法也是由s h a e f f e r 和l e e 碡，提出的，这种方法没有考虑 栅极寄生电阻对l n a 噪声性能的影响。当存在损耗电感或者考虑栅极寄生 电阻时，这种方法也不能保证噪声系数最优。 由于这三种l n a 的噪声优化方法存在明显的不足，所以本文对其进行了 改进，在恒增益、恒功耗噪声优化方法中，我们均考虑栅极寄生电阻产生的 热噪声对l n a 噪声性能的影响。 1 3 主要工作 本论文的主要任务是研究在考虑栅极寄生电阻的情况下，低噪声放大器 的噪声系数在恒增益、恒功耗、恒增益恒功耗三种特定条件下的优化方法， 并基于恒功耗优化方法完成2 4 g h zc m o s 低噪声放大器的设计。文章结构 如下： 第一章主要叙述了l n a 的重要性、采用c m o s 工艺实现射频l n a 的原 因以及国内外的研究现状。 第二章首先介绍了4 种常用的l n a 结构，从l n a 的主要性能考虑，选 择源极电感负反馈的共源放大结构为基础结构并且加以改进，本文最终的拓 扑结构是在栅源两端加额外电容的共源共栅源极电感负反馈l n a 拓扑结 构；然后在考虑栅极电感的寄生电阻和m o s 管的栅多晶硅电阻所产生的噪 声情况下，结合m o s f e t 噪声机理，建立共源共栅l n a 拓扑结构的高频小 信号等效噪声电路模型；最后根据二端口网络噪声分析方法导出噪声因子的 统一表达式。 西南科技大学硕士研究生学位论文第5 页 第三章着重对已有的恒增益、恒功耗噪声优化方法进行改进，本文改进 后的恒增益、恒功耗噪声优化方法均考虑了栅极寄生电阻对l n a 噪声性能 的影响，基于已有的噪声优化方法，本文提出了恒增益恒功耗噪声优化方法。 然后a d s 平台上搭建电路对所提方法进行仿真验证。最后对已有的噪声优化 方法和本论文提出的方法进行对比，探讨。 第四章基于恒功耗噪声优化方法设计了一个2 4 g h zc m o s 低噪声放大 器并给出了仿真结果。 西南科技大学硕士研究生学位论文第6 页 2 共源共栅l n a 的噪声分析 2 1 l n a 的基本结构分析及其比较 l n a 与源的匹配有两种类型，一种是以获得功率传输最大化为目的的共 轭匹配，一种是以获得最小噪声系数为目的的噪声匹配。为了避免因为阻抗 的不匹配引起l n a 向天线反射能量，通常现在绝大部分l n a 都采用了在实 现功率匹配的基础上做噪声系数的最优化，力求两种匹配的接近n 副n “。 l n a 的匹配可以用纯电阻或纯电抗网络，也可以使用电阻和电抗的组 合，使用纯电阻网络进行匹配的优点是占用芯片面积小，缺点是要消耗功率， 并且会引入额外的噪声，通常应用在需要进行宽带放大的系统中；使用纯电 抗网络的优点是不需要消耗功率，也不会引入额外的噪声，缺点是电感电容 需要占用很大的芯片面积，并且只能在特定的频点上进行匹配，通常用在窄 带系统中n ，。 目前放大器电路主要有四种拓扑结构可以提供电阻性输入阻抗，它们分 别是：输入端并联电阻的共源放大器结构、共栅放大器结构、并联串联反馈 放大器结构和源极电感负反馈共源放大器结构n ”。下面将分析这4 种电路结 构并比较它们所能达到的噪声性能。 图2 1输入端并联电阻的共源放大器 f ig 2 1in p u tp a r a li e iin gr e s is t a n c eo fc o m m o n s o u r c 8a m p ii f ie r 图2 1 是在栅源两端并联一个5 0q 电阻来实现阻抗匹配的共源放大结 构。一般，共源放大器的输入阻抗很大，当并联电阻毽与前一级滤波器的输 出阻抗( 一般为5 0q ) 相同时，该结构的输入阻抗约等于电阻毽，调整电阻匙 西南科技大学硕士研究生学位论文第7 页 实现阻抗匹配。然而电阻r 。热噪声的影响会导致电阻r 。给系统带来较大的额 外噪声并使信号衰减，两种情况叠加会产生l n a 无法接受的高噪声系数m ，。 对这个电路的噪声系数直接建立以下的下限： f 2 4 盟上 ( 2 1 )三二( 2 1 ) a g 。r 式中，足= r ，= r 。这个下限只是在低频极限时成立并且完全忽略了栅 感应噪声。当然，在较高频率以及考虑栅极电流噪声时，噪声系数会更差。 图2 - 2共栅放大器 f i g 2 - 2c o m m o n g a t ea m p ii f i e r 图2 2 是共栅结构，该结构中l n a 的输入阻抗匹配采用共栅放大器的输 入阻抗来实现。共栅放大器的源极阻抗约为1 g 。，好处是可以通过调节跨导 实现输入阻抗匹配；缺点是无电流增益并且受结构的限制，噪声系数很难进 行优化。在低频且忽略栅电流噪声时，共栅放大器噪声系数的下限为n 7 ，： f 1 + 上 ( 2 2 ) a 这个下限假设从信号源终端向放大器看进去的电阻被调整到等于信号源 电阻。对长沟道器件，y = 2 3 ，a = 1 ，最小噪声系数约为2 2 d b ；对短沟道 器件，r a = 2 ，噪声系数高达约4 8 d b ；在高频和考虑栅极电流噪声时，噪 声系数将更差，因此在某些对噪声性能要求不高的应用中可以使用这种结构 来设计l n a 。 图2 3 是使用电阻并联串联来实现输入阻抗匹配的共源放大结构。这种 结构由于在放大之前没有含热噪声的电阻使信号衰减，与图2 1 所示的结构 相比，它的噪声系数要好，但是电阻反馈网络仍然会产生自身的热噪声，造 西南科技大学硕士研究生学位论文第8 页 图2 - 3并联一串联反馈放大器 f i g 2 - 3 p a r a ii e i s e re sf e e d b a c ka m p ii f ie r 成噪声的恶化并且需要消耗一定的额外功耗，一般噪声系数仍然会超出器件 几个分贝。然而作为补偿，这种结构提供带宽能力比以上两种结构都强， 所以尽管它的噪声系数并不是最小，但还是被广泛应用在l n a 中。另外这 种结构需要较多的电阻，不适合采用c m o s 技术。 图2 - 4 源极电感负反馈共源放大器 fig 2 - 4 s o u r c e d e g e n e r a t e dc o m m o n s o u r c ea m p iifie r 图2 4 是共源放大结构，该结构中源极串联电感提供输入阻抗的实部， 栅极串联电感和源极电感共同调整输入电路的谐振频率，由于完全匹配只能 在一个频率点获得，因此它仅适用于窄带。相比其他三种结构的输入阻抗匹 配方式，这种结构在噪声和功耗上的优点非常明显，因为这种结构使用纯电 抗器件，当忽略电抗元件的寄生效应时，它既不会增加额外噪声，又不会消 耗功耗，因此噪声性能较好，同时增益也较大；缺点是对于集成电路来讲， 片上电感占用的芯片面积较大。这种结构自从s h a f f e rd k 和t h o m a sh l e e 在1 9 9 7 年提出后，在窄带l n a 的设计中获得了广泛的应用哺”，。 西南科技大学硕士研究生学位论文第9 页 表2 1 给出了四种结构在主要性能上的比较。 表2 1 l n a 的四种结构在主要性能上的比较 t a b 2 1 c o m p a ris o no ft h ef o u rs t r u c t u r e s jnt h em ia np e r f o r m a n c e s 由表2 1 可以看出，源极电感负反馈的共源放大器结构在噪声系数、增 益和功耗等方面有突出的优势，因此，通常选取此结构作为l n a 的第一级 放大结构。 2 2共源共栅l n a 结构的提出 本文所选用的l n a 拓扑结构为共源共栅源极电感负反馈l n a 结构，在 栅源两端加额外电容后的拓扑结构如图2 5 所示。 图2 5共源共栅源极电感负反馈l n a fig 2 - 5 s o u r c e d e g e n e r a t e dc a s c a d el n a 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 0 页 共源共栅源极电感负反馈l n a 结构由m l 和m 2 两个m o s f e t 管构成， m l 和m 2 组成共源共栅结构，输入级m l 的源极接电感三。构成源极去耦结构， 通过调整源极电感。可以修改输入阻抗的实部来实现功率最大化传输或噪 声系数最小的阻抗匹配。栅极接电感，和源极电感厶共同调整输入电路的谐 振频率，由于电感在高频段的寄生效应，因此在栅极加入了电感会导致低噪 声放的噪声系数提高。在源极负反馈结构中，由于场效应管栅一漏极间电容c 耐 的存在引起m o s f e t 的输出端向输入端反馈信号，因此导致l n a 稳定度减 弱。在射频波段时，由于不能忽略c 耐引起的导纳的影响，所以栅一漏极不能 被视为开路，而且随着频率的升高或c 耐的增大，该导纳值增加，结果导致 共源结构更加不稳定。总的来说，c 耐的影响主要有两方面：一方面会引起 放大器噪声系数变大及增益减小，另一方面共源放大器的稳定性也会变差。 低噪声放大器采用两级结构一一共源共栅结构，可以减小极间电容c 耐的这 些不良影响，在第一级共源结构的基础上加上第二级共栅结构以达到实现更 大增益和抑制第一级栅漏极寄生电容c 耐的目的。共栅晶体管m 2 用于减小 输出端和输入端之间的反馈，提供了良好的隔离度，并减小密勒效应对共源 管的影响n 。在m o s f e t 的栅源极之间并联电容e 。，增加了一个自由度， 可以解除l n a 噪声性能与功耗之问相互制约的关系心。m 1 和m 2 分别对电路 的噪声性能和线性度有很大的影响，选择合适的栅宽，对设计良好性能的电 路有重要意义。 忽略m o s f e t 的栅漏电容c 耐，可以得到l n a 的输入阻抗为 ，、 1 口 乙( s ) 鄙( t + t ) 4 - 。硐1+ 毽+ 蠢厶 2 。 令信号源输出阻抗r = 5 0 f 2 ，当电路处于谐振状态时，实现输入共轭匹 配的谐振角频率为 ( 2 - 4 ) 毽包含栅极电感的寄生电阻和m o s f e t 栅多晶硅电阻。若毽不能忽略， 则功率匹配的条件为 b 2 毽+ 瓦g + m l 黟。, 2 毽+ 嘶厶 ( 2 5 ) 其中坼= g 。( q + ) ，当c e x = o 时，嘶。= g 。为晶体管的特征频率， 西南科技大学硕士研究生学位论文第11 页 对于工作在饱和区的晶体管，巳= 2 w l c o 。3 。当电子移动速度没有达到饱和 时，晶体管的特征频率姊。与晶体管的过驱动电压，即一巧成正比，晶 体管过驱动电压越高，晶体管的特征频率c o t 。就会越高。 令c f = 巳+ ，当电路处于谐振状态时，该输入回路的品质因数为 盱一1 2 丽1 ( 2 _ 6 ) g 。= g r n 瓯= 盖( 2 - 7 ) 由式( 2 - 7 ) 可知，该增益为 4 一警 ( 2 _ 8 ) 也称为恒q 优化。 g = 嚷r l r s ( 2 - 9 ) 2 3 共源共栅l n a 的高频噪声建模 2 3 1m o s f e t 的噪声源 通常m o s 管的栅多晶硅电阻比较大，记为r ，店，因此它所产生的热噪 声不可忽略，为了减小栅多晶硅电阻的大小，m o s 管栅极多做成多指结构心“。 早期人们认为漏极电流噪声主要是沟道的热噪声引起的，因此漏极电流 噪声也被称为沟道热噪声，实际上由于m o s f e t 本质上是电压控制的电阻， 特别是在三极管( 线性) 工作区，所以它显示出了热噪声。m o s f e t 漏极电流 噪声通过详细的理论研究可以表示为他2 1 ： 0 = 4 k t g d o ( 2 1 0 ) 式中，参数y 是漏极电流噪声系数，在。= 0 时，) ，的值为1 ，对于长沟 道器件，参数y 的值介于2 3 1 之间，饱和时y 值减小到2 3 ；g d o 是= 0 时 的漏源电导：对于短沟道器件而言，由于短沟道器件中热载流子效应，其所 显示的噪声超出了长沟道理论预见的值，短沟道器件的热噪声系数y 介于2 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 2 页 3 之间 5 2 3 2 “，漏极电流噪声模型如图2 - 6 所示。 j 一 图2 - 6漏极电流噪声模型 f i g 2 - 6 d r a i nc urr e n tn o is em o d e 同漏极电流噪声一样，栅电流噪声也是沟道载流子热激励结果，栅电流 噪声是通过栅一漏极间电容把波动的沟道电势耦合到栅端引起的，除此之外， 电阻的栅材料也可以产生栅电流噪声，这个噪声在射频时占主导地位，然而 在低频时可以忽略不计心”。栅电流噪声模型电路如图2 7 所示。 g g 。 丁 a )b ) 图2 - 7m o s f e t 栅极噪声模型 f i g 2 7 g a t en o is em o d e io fm o s f e t 栅噪声电流可以表示为2 3 2 4 毫= 4 k t s g g ( 2 1 1 ) 式中，参数g 。= ( 国2 2 ) ( 5 岛。) ，对于长沟道器件来说，栅噪声系数6 的值 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 3 页 约为为y 的两倍，等于4 3 。我们对长沟道器件的噪声特性很清楚，但无法把 握短沟道器件中6 值的准确性。由于栅电流和漏电流噪声都是沟道电荷热激 励的结果，因此近似认为漏极电流噪声系数y 与栅极电流噪声系数6 之间存 在必然的关系，通常假设6 是，的两倍大，那么当短沟道m o s 器件中y 取l 2 时，艿取2 4 m “。 由于一部分栅噪声电流k - 2 和漏极噪声电流- 2 都是由沟道载流子的不规 则运动引起的，所以它们具有相关性，相关系数由下式定义： ； c ：之! 丝( 2 1 2 ) 嚎乇 我们把栅噪声分成与漏极电流噪声相关和与漏极电流噪声无关两部分， 可以得到： 毫= 4 七砭& ( 1 - 1 c i ) 2 + 4 k t a g g l c l 2 ( 2 1 3 ) c 值的正负与噪声电流源的流向有关。由图2 - 6 和图2 7 可知，栅极噪声 电流源从源极流向栅极，漏极噪声电流源从漏极流向源极而，故c 取负值， c = - 0 3 9 5 ，右边部分的虚数符号表明，由沟道热噪声引起的那部分栅感应噪 声因为栅源电容的影响要比沟道热噪声早9 0 0 啪，。 2 3 2 m o s f e t 的高频小信号等效噪声电路模型 m o s f e t 噪声来自三部分，栅多晶硅电阻咚，崩的热噪声，栅感应噪声和 沟道热噪声，m o s f e t 的高频小信号等效噪声电路模型如图2 - 8 所示，： g r g 秘tc 日 j _ 十( | 1 嚏声上r ) 乏( 征享 图2 - 8 m o s f e t 高频噪声模型 f i g 2 - 8 s m a ii s i g n a im o d e io fm o s f e t d 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 4 页 2 3 3共源共栅l n a 的高频小信号等效噪声电路模型 建立m o s f e t 的高频小信号等效噪声电路模型后，我们根据共源共栅源 极电感负反馈l n a 结构建立其高频小信号等效噪声电路模型，为了简化建 模及推导出统一的噪声系数表达式，因此在建模过程中，我们做了如下6 点 考虑。 ( 1 ) 忽略栅漏极间电容c 耐。虽然这种简化使l n a 的输入阻抗与实际 值存在一点误差，但是却不影响我们推导噪声系数的近似表达式，而且引入 的第二级共栅结构可以减小栅漏电容的密勒效应，从而使误差进一步减小。 从文献【1 7 可知，通过微调电感也可以减小栅漏电容的影响。 ( 2 ) 在建模过程中，我们也省略了级联晶体管和衬底的噪声。在共源共 栅l n a 结构中，由于第二级共栅结构对噪声输出的贡献要比第一级小许多 口“，因此本文在设计中不考虑第二级共栅结构噪声的影响。 ( 3 ) 从很大程度上，负载网络对噪声的贡献与其阻值大小、晶体管的静 态工作点以及栅极电感的大小无关，因此，在噪声建模及噪声系数公式的推 导中不考虑负载。 ( 4 ) 源极电感的值很小以致于可以用一个键合线电感或是一个高品质因 数的平板电感，源极电感寄生电阻的热噪声可以忽略不计b “。 ( 5 ) 在c m o s 工艺中，l n a 的输入有可能来自片外电路，因此栅极电 感由一个高品质因数的键合线电感和一个低品质因数的片上螺旋电感组成， 两者之间是焊盘。在分析过程中，我们考虑高品质因数的键合线电感，而且 我们不会对每一个电感均建立完整的电磁模型，对于片上螺旋电感，我们只 考虑电感中的串联寄生电阻b “。众所周知，这种简化影响了l n a 的输入阻抗 并需要对电感大小进行调整。然而，本文提出的优化技术将详细给出如何推 导出电感的值。 ( 6 ) 在后续章节中，键合线电感的值设定在o 5 n i l 至2 n i l 之间，过驱 动电压在0 1 v 0 5 v ，这些限制不会影响提出的噪声优化方法。 共源共栅源极电感负反馈l n a 的噪声来源主要有三个部分：第一部分 为偏置电路，偏置电路通常由电流镜像源电路构成。在5 0q 的系统中，偏置 电阻尺取大约为几百欧姆到一千欧姆左右的值，它的等效噪声电流小到可 以忽略不计，因此在噪声分析和输入匹配中可以把偏置电路交流当作开路处 理；第二部分是输出匹配电路和共栅管m 2 ，输出匹配电路一般都选用电感 和电容来实现匹配，这样不仅可以降低噪声系数，而且还可以降低功耗，若 采用电阻进行阻抗匹配，那么我们需要考虑电阻热噪声对l n a 噪声系数的 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 5 页 影响，在这里假设输出阻抗用电感和电容来实现，由于在共源共栅结构中共 栅管引入的噪声比较小，在这里也可以忽略不计；第三部分包括信号源内阻 的热噪声，输入匹配电感寄生电阻的热噪声以及共源管m 1 引入的噪声“。 结合以上分析，在考虑栅极电感寄生电阻和栅多晶硅电阻引入的热噪声、 栅一源外加电容e ，的共源共栅源极电感负反馈l n a 的高频噪声小信号模型 如图2 - 9 所示。我们主要考虑的4 个噪声源分别为信号源内阻热噪声v ；、栅 极电感寄生电阻和栅多晶硅电阻之和的热噪声v ；、栅感应噪声乏、沟道热 i 。 噪声毛m ，。 图2 - 9 l n a 的高频噪声小信号模型 f i g 2 - 9 s m a ii s i g n a im o d e io ft h es o u r c e d e g e n e r a t e dl n a 2 4 共源共栅l n a 噪声系数的推导 通常用噪声因子来衡量一个系统噪声性能的好坏，用f 表示。噪声系数 n f ( n o i s ef i g u r e ) 是以分贝表示的噪声因子，即f = l o l o g f 。噪声因子定 义为n 1 ： f 一 总的噪声输出功率 r ) 一1 小 一输入噪声源引起的噪声输出功率 、。，三、61 i ， 结合共源共栅源极电感负反馈l n a 的小信号模型，噪声因子是四种噪声 源引起的输出噪声总功率与信号源内阻引起的输出噪声功率的比值，可以表 示为： 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 6 页 f ：鱼：叠! 虫：! ：丛( 2 - 1 5 ) 。 其中i 印2 是信号源引起的输出噪声功率，k 。和l n d , o 表示由于栅、漏噪声流 k 和如引起的输出电流，睫，是由栅极寄生阻抗产生的输出噪声功率。 为了推导l n a 的噪声系数统一表达式，我们必须分析各个噪声源对电路 的贡献，因此接下来我们对每个噪声源进行详细分析。 本文提出的l n a 优化方法首先考虑的是功率的最大化传输，因此在噪声 分析中假设输入阻抗与源阻抗已经匹配，即z i = r ，输入阻抗为： z 沪触+ 击枷g + 鲁t ( 2 _ 1 6 ) ，乙， 。 【一。 阻抗匹配满足： 心+ 譬= r ( 2 1 7 ) 簖( t + t ) c = 1 ( 2 _ 1 8 ) 其中g = c 鼬+ 巳 2 4 1l n a 的栅电阻热噪声 l n a 栅电阻包括栅极电感的寄生电阻和m o s f e t 的栅多晶硅电阻，用毽 表示。v ；与j 。2 的关系如图2 1 0 所示。 r ， v ； 图2 - 1 0 栅电阻热噪声小信号模型 f i g 2 1 0s m a ii m o d e io fg a t e r e s is t a n c e 信号源阻抗足的噪声电压源与输出的噪声电流源之间的关系为： 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 7 页 石= 巧l 壶焘h 志l ( 2 一1 9 ) 同样，根据图2 10 ，可以计算得到栅极寄生电阻r g 的噪声电压源与输出 的噪声电流源之间的关系： i = v 2 g 1 2 c 2 删， 2 4 2l n a 的栅极感应噪声 毫与唿，。的关系如图2 - 1 1 所示。 名，。 g 。 图2 - 11栅感应噪声小信号模型 f ig 2 11 s m a ii s i g n a lm o d e io fg a t ei n d u c e dr i o is e 根据图2 1 1 的小信号模型和戴维南定律，对于节点g 和s 有： 上j c o o l g + r 。+ r g = 一嘉慨 ( 2 _ 2 1 ) ! ：一二l + py( 2 一) j q ls 。”苷 磊毒百：k巾。ci(2-22)rr j n l g + s + g 7 4 一哥 i 唧= g 。 ( 2 2 3 ) 可将公式( 2 - 2 1 ) 化简为： 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 8 页 = 矗) c 而丢甄+ 志， 将公式( 2 - 2 4 ) 代入公式( 2 - 2 2 ) 可得： ( 2 2 4 ) 面岽巾卜 p 2 5 ， 将公式( 2 2 5 ) 代入公式( 2 - 2 3 ) 可得 f ：f墨竺! 竺! 刍墨! 墨! ( 2 - 2 6 ) k ，o 刮馏而面蕊历巧凉河币i 丽 将公式( 2 1 7 ) 、( 2 - 1 8 ) 代入公式( 2 - 2 6 ) 化简可得： l=kitng,o坐j掣2coc t r= f ，g 彘丝j 2 鼍c ocr # 2 7 ) = = i o = 一 z 一厶jj 7 馏 os愕国o c rof5 7 2 4 3l n a 的沟道热噪声 f 乙与f 乞。的关系如图2 1 2 所示。 图2 - i2沟道噪声小信号模型 fig 2 12 s m aii sig n aim o d e io fc h a n n ein o is o 同样根据图2 1 2 的小信号模型和戴维南定律，对于节点g 、s 、d 建立 方程有： 西南科技大学硕士研究生学位论文第1 9 页 ”驴志 。r , + r g + 卫j c o o l g + j t o o o c 丽 v g $ = f g s - - j 丢h t i , a ，。= i , a + g 。 ( 2 - 2 8 ) ( 2 2 9 ) ( 2 - 3 0 ) ( 2 - 3 1 ) 将公式( 2 2 8 ) 代入公式( 2 2 9 ) 消去圪，将公式( 2 3 0 ) 代入公式( 2 3 1 ) 消去 ，可以得到： 将公式( 2 - 3 3 ) 代入公式( 2 - 3 2 ) 消去，芦可以得到： r ，+ r g + _ 三g + 丽i = 一歹c o o l s ( 1 + 将公式( 2 - 1 7 ) 、( 2 - 1 8 ) 代入( 2 3 4 ) 可得： 。，o - 1 r , + r r g 。 ( 2 - 3 2 ) ( 2 - 3 3 ) ( 2 - 3 4 ) ( 2 - 3 5 ) 2 4 4l n a 的噪声系数 根据电路器件中的噪声及m o s f e t 模型，可有v ；，v 急，去，f 五的表 达式为： v ；= 4 k t b r 。 ( 2 3 6 ) 、 v 乏= 4 七珊g ( 2 3 7 ) f 志= 4 k t b 6 9 9 ( 2 - 3 8 ) 志 一，o 一c + 1一吼 g 一，! 饥 制 k ，k 姒 十 = q 卜 = 妇 “ 西南科技大学硕士研究生学位论文第2 0 页 ( 2 3 9 ) 根据i 印2 ，f 乏，o ，f 志 。，f 乙，。与v 。2 ，v 咚2 ，f 之，乇的关系式，可得到： i = 巧溉焘卜l 赢l i = 瓦i 焘i ( 2 - 4 0 ) ( 2 - 4 1 ) 1tng,osng坐j掣2cocr= k 焘c 丝j 2 蒹o acg # 4 2 ， = 二- = i = - 一 二一q 二， of。增，fol。 k 。：学乙( 2 - 4 3 ) z 材，o2 i 。z 耐 结合以上分析，从而可以将公式( 2 1 5 ) 表示为： n 旦r s 【是去警叫 4 4 ， 其中 z = 等 + g 鲁小2 h 鲁席 ( 2 _ 4 5 ) 公式( 2 4 4 ) 、( 2 4 5 ) 是推导出的噪声因子的统一表达式，l n a 的噪声优化 方法均基于这个表达式。 其中r 定义为信号源阻抗r 和栅极寄生电阻r g 之和，即r = r ，+ 尺。 a 定义为g 。和g d o 的比值，该值小于1 ，即a = g 。g d 。 c o r o 为晶体管的特征频率，即c o r o = g 。 q ，定义为t 、厶、巳、巳和r 所组成的串联谐振回路的q 值，即 q 咄等= 赤 ( 2 - 4 6 ) 其中q 。= 1 ( 足) 。q 简便的表示了输入网络电抗部分和信号源阻抗、 栅极寄生电阻之间的关系，由于没有考虑晶体管源极电感的实部，所以它并 不是真诈意义匕的网络品质因数。 西南科技大学硕士研究生学位论文第2 1 页 由于) ，、6 和c 的具体值还在进一步研究中，为了克服这个问题，在研究 过程中，我们使用长沟道晶体管参数) ，= 2 3 ，6 = 4 3