（电力电子与电力传动专业论文）基于svpwm的异步电机变频调速系统的研究.pdf

7 = 位 论文独创性 声明 学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包 含其他人己 经发 表或撰写过的 研究成果，也不包含为获得 南昌大学 或其他 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学 位 论 文 作 者 签 名 ( 手 写 ) : 厂 优 点弓签 字 日 期 : ,m -7 年6 月 孙日 - v - 勺/ 学位论文版权使用授权书 本学 位论文 作者完 全了 解南昌大嵘有关保留、 使用学位论文的规定， 有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅 和借阅。本人授权南昌大学可以 将学 位论文的 全部或部分内 容编入有关数据 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学 位论 文 作者 签 名 (手 写 ):沁 个 么 签字 日期:妙月 饰 导师签名 ( 手写) : 1 呱 签字 日期:i i i 年6月 助 日 学 位论文作者毕业 后去向: 工作单位: 通讯地址 : 电话: 邮编: 第 1 章 绪论 第 1 章 绪论 1 . 1交流电气传动技术的发展概况 现代电气传动技术以电机为控制对象、微处理器为控制核心、电力电子功 率变换装置为执行机构，在自动控制理论的指导下组成电气传动控制系统以达 到控制电机转速或位置的目 的11 刀 。 电 机可分为直流电 机和交流电机， 它们各有优劣:直流电 机控制简单，调 速性能好，故其主要用于变速传动领域，但其缺点是结构复杂、成本高、维护 困难，交流电机结构简单，成本低廉，而由于其数学模型复杂，要实现对其控 制则相当困难，故其主要用于速度不变的传动领域。然而在近十几年里，这种 格局已经发生根本性的变化，特别是随着电力电子技术，微电子技术以及控制 技术的不断发展，诸多新型电机控制技术不断被提出，迎来了交流传动取代直 流传动的新时代。 按照交流异步电动机的基本原理，从定子传入转子的电磁功率p 可分为两 部 分 : 一 部 分 是 拖 动 负 载 的 有 效 功 率p 2 = ( 1 - s ) p m ; 另 一 部 分 是 与 转 差 率s 成 正比的 转差功率p 3 = s p m 。 因此从转差功率是否增大， 是消耗还是回收即调速 系统的效率出发，异步电动机传动调速系统可以分为三类: 1转差功率消耗型调速系统 全部转差功率以 转换成热能的形式而消耗 掉。如降压调速、电 磁转差离合器调速、 绕线式转子异步电 动机串电阻调速都 属于这一类，其调速效率最低。它是以增加转差功率的损耗来实现转速的降低 ( 恒转矩负 载) ，由 于这类调 速系统结构简单、成本低 廉， 故在调速要求不高的 场合仍有一定的应用。 2转差功率回馈型调速系统一一 转差功率的一部分被消耗掉，大部分则通 过变流装置回馈电网或者转换为机械能加以利用。绕线式异步电动机串级调速 属于这一类。其效率比第一类方法要高， 但总是有部分能量在增设的交流装置 中被消耗掉，因而也不是最为理想的调速方法。 3转差功率不变型调速系统- 一 转差功率中转子铜耗是不可避免的，在这 类系统中转差功率基本不变， 因此效率最高， 变极调速和变频调速属于这一类， 第 i 章 绪论 其中变极调速是有级调速，应用场合有限，只有变频调速应用最广，可以构成 高性能的调速系统，取代直流调速，最有发展前途。 目前，变频调速己经成为异步电动机最主要的调速方式，在很多领域都得 到了 广泛的应用， 而且随 着一些新的交流电 机调速理论( 如矢量控制和直接转矩 控制) 、智能控制理论和现代电力电子技术以及高性能微处理器( 如 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a d s p ) 等相关技术的发展， 它将在很长一段时间内主导电 气传动 领域，并向更高性能、更高容量以及微型化、智能化、网络化方向发展。 1 . 2变频调速技术简介及其基本控制方法 1 . 2 . 1变频 调速技术简介 . e . u 1 电气传动的p wm控制技术是调速传动的关键技术之一，是电气传动自 动 控制领域研究的热点。p wm 控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把 直流电压变成电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或周期以达到变压的目 的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技 术。 在交流变频传动中，使用较早的控制技术是v v v f 控制技术，该控制技术 分为两种: 1 把v v与v f 分开完成， 即先把交流电 整流为直流的同时进行相控调压， 而后逆变为可调频率的交流电， 这种前后分开控制的v v v f 控制技术称为脉冲 幅值调制方 式( p u l s e a m p l i t u d e m o d u l a t i o n ) . 2将v v与v f集中于逆变器一起来完成，即前面为不可控整流器，中间 直流电压恒定，而后由逆变器既完成变频又完成变压，这种控制技术称为脉冲 宽 度调制技 术 ( p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ) 。 这种控制技 术整 流器无须 控制， 简 化了 电路结构，而且以全波整流代替相控整流，提高了输入端的功率因数，减小了 高次谐波对电网的影响。 p wm 控制技术有许多种，而且在不断发展之中，从控制思想上分，可把 它们分为四 类: ( 1 ) 等脉宽p w m法， ( 2 ) 正弦波p w m法， 即s p w m法， ( 3 ) 电 流跟踪型p w m法， ( 4 ) 磁链追踪型p w m法( s v p w m法， 也 称电 压空间 矢量p w m 法) 。 具体实现的 技术有:自 然采样法， 对称规则采样法、 特定谐波消去法， 梯 第 1 章 绪论 形调制技术，相位调制技术，面积等效法等 1 0 多种调制技术。 等脉宽pwm法的每一脉冲的宽度均相等，改变脉冲列的周期可以调频， 改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法可以实现电压与频率的 协调变化，其缺点是输出电压除基波外，包含较多的谐波分量。 s p wm法克 服了 等脉宽p wm法的缺点， 它从电 动机供电电 源的角度出发， 着眼于如何产生一个可调频调压的三相正弦波电源，它是以一个正弦波作为基 准波 ( 称为 调制波 ) ， 用等幅的 三角 波( 称为载波) 与基准正弦波相交， 由 它们的 交 点确定逆变器的开关模式。 电流跟踪型p wm法采用电压源型逆变器，却是控制输出电流的，其基本 思想是将电动机定子电流的检测信号与正弦波电流给定信号相比较，如果实际 电流大于给定值，则通过逆变器的开关动作使之减小，反之使之增大，这样实 际电流波形围绕给定的正弦波做锯齿状变化，而且开关器件的开关频率越高电 流波动就越小，使用这种方法，电动机的电压数学模型改成电流模型，可使控 制简单，动态响应加快，还可以防止逆变器过电流。 磁链追踪型p wm法，把电动机与逆变器看为一体，着眼于如何使电动机 获得幅值恒定的圆形磁场为目标，它以三相对称正弦电压供电时交流电动机中 的理想磁链为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的磁链有效矢量来逼近基 准圆， 理论分析和实验表明s v p wm调制具有脉动转矩小、噪音低，直流电压 利用率高 ( 比 普 通的s p w m 调 制约高 1 5 % ) 。 本文就采用这 种调制方式， 对于 s v p w m调制尤其要考虑其特殊的时间比较方式， 故用专门的硬件支持实现才 是最佳方案， 在这一 方面， 德州 仪器 ( t i ) 公司 推出 的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a专门 设 置 了空间矢量状态机这一硬件系统，使得s v p wm的实现变得容易起来。 1 . 2 . 2变频调速的墓本控制方法 我们知道，三相异步电机定子每相电动势的有效值为: 凡= 4 .4 4 f , n , k a , y i . 式中e : 为 气隙 磁通在定子每相 绕组中 感应电 动势的 有效值， ( 1 . 1 ) f : 为定子频 率， n i 为定子每相绕组的匝数， k n i 为 绕组系数，w m 为每极气隙磁通量。 1基频以 下调速- 一恒压频比控制 在进行电机调速时，通常要考虑的一个重要因素是希望保持电机中每极磁 通量为额定值，并保持不变。因为如果磁通太弱，没有充分利用电机铁心，这 第 1 章 绪论 是一种浪费; 如果过分增大磁通， 又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流， 严重时会使绕组因过热而损坏电机。对于直流电机，励磁系统是独立的，只要 对电枢反应进行适当补偿， 保持磁通恒定是很容易做到的。 而在异步电动机中， 磁通是定子和转子磁动势合成的，故要达到磁通恒定的目的就困难得多。 由 式( 1 . 1 ) 可知， 要保持平 m 恒定， 当频率f l 从额定 值f i n 向下 调时， 必须同 ， _ . _. . 一 e- 时 降 低e , ， 使 得粤= 。 ， 然而， 绕 组中的 感 应电 动 势是 难 于 直 接控 制， 当 电 动 f- - - - 一- - - -一一” 一 ” 一 一-一 一尸 一一 势 的 值 较 高 时 ， 可 以 忽 略 定 子 压 降 ， 而 认 为 定 子 相 电 压 u 1= e 。 于 是 有 u , 一 。 ， 。-一 f 这就是所谓恒压频比控制方式。 低频时， u l 和e g 都 较 小， 定 子压 降 所占 的 份 量就比 较 大， 此时 就 不 能 忽略。 这时可以人为地把定子电压u ， 抬高一些，以便补偿定子电阻压降， 如图1 . 1 所 不 。 “ ! ui n卜一 . 一 ，: f in j i 图1 . 1 恒压频比 控制方式 2基频以上调速一一 弱磁升速 在基频以 上调速时， 频率可以 从f in 向 上增大， 但由 于电 机绝缘上的原因， 电 压u : 一般不能超过额定电压u in ， 最多只能保持u i = u in ，而由 式 ( 1 . 1 ) 可 知，要使电机转速大于额定转速，必须使电机磁通低于额定磁通，这相当于直 流电机的弱磁升速。 1 . 3电 压空间矢a脉宽调制 ( s v p wm) 技术发展综述 13 . 14 .6 3 第 章 绪论 传统的正弦脉宽调制 ( s p wm) 技术是从电源的角度出发的，其着眼点是 如何生成一个可以调频调压的三相对称正弦波电源。 常规s p wm法已 被广泛地 应用于逆变器中， 然而常规 s p wm不能充分利用馈电 给逆变器的直流电 压， 逆 变器最大相电压基波幅值与逆变器直流电压比值为1 / 2 ， 即逆变器输出 相电压峰 值最大为0 . 5 u d ( 伪为逆变器的直流电 压) ， 直流利用率低。 j o h n 采用谐波失真 的方法来增加三相 p wm逆变器的输出电压，可以使 p wm逆变器最大相电压 基波幅值增加约巧%， 但该方法的效果并不理想，因此它的实际应用受到很大 的限制。 并且s p wm逆变器是基于调节脉冲宽度和间隔来实现接近于正弦波的 输出电流，这种调节会产生某些高次谐波分量，引起电机发热，转矩脉动过大 甚至会造起系统振荡。一些学者在此基础上提出了选择谐波消除法和梯形脉宽 调 制 法 ( t p w m ) e ,i o 1，但 指 定 谐 波 消 除 法 运 算 量 大 ， 且占 用 相当 大 的 内 存， 实 现 起 来比较困难; t p wm逆变器输出波形中谐波分量比s p : m逆变器还多，结果 并不理想。而且， 传统的高频三角波与调制波比较生成 p wm波的方式适合模 拟电 路， 不适应于现代化电 力电 子技术数字化的发展趋势。因此，常规s p wm 法不能适应高性能全数字控制的交流伺服驱动系统的发展趋势。 8 0 年代中期， 德国学者h . w .v a n .d e r. b r o e k等在交流电机调速中提出了磁 链轨迹控制的思想1 4 , 1 3 1 ，在此基础上进一步发展产生了电压空间矢量脉宽调制 ( s p a c e - v e c t o r - p u l s e - w i d t h - m o d u l a t i o n ， 简写为s v p w m ) 的 概念。 s v p w m ， 又称 磁链追踪型 p wm法，它是从电动机的角度出发，其着眼点是如何使电机获得 圆磁场。具体地说，它是以三相对称正弦波电压供电下三相对称电动机定子理 想磁链圆为基准，由三相逆变器不同开关模式下所形成的实际磁链矢量来追踪 基准磁链圆， 在追踪的过程中， 逆变器的开关模式作适当的切换， 从而形成p wm 波。 采用电 压空间矢量p w m ( s v p w m ) 算 法可使逆变器输出 线电 压幅 值最大达 到伪， 比 常规s p wm法提高了 约1 5 .4 7 %。 并且， 由 于s v p w m有多 种调制方 式， 所以 s v p wm 控制方式可以 通过改变其调制方式来减少逆变器功率器件 开关次数，从而降低功率器件的开关损耗，提高控制性能。在同样的采样频率 下，采用开关损耗模式 s v p wm 法的逆变器的功率器件开关次数比采用常规 s v p wm法逆变器的功率器件开关次数减少了1 / 3 ， 大大降低了功率器件的开关 损耗。s v p wm 实质是一种基于空间矢量在三相正弦波中注入了零序分量的调 制波进行规则采样的一种变形s p wm， 是具有更低的开关损耗的s p wm改进 第 1 章 绪论 型方法，是一种优化的p wm方法，能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及 电机的谐波损耗，降低电机的脉动转矩，且s v p wm其物理概念清晰，控制算 法简单，数字化实现非常方便，故目 前有取代传统s p wm法的趋势。 而随着智能型高速微控制芯片的发展、指令周期的缩短、计算功能的增强 及存储容量的增加，使得数字化 p wm有了更广阔的应用前景。因此，近些年 来电 压矢量脉宽调制技术得到了快速地发展，在电气传动的许多方面得到了 广 泛的应用. 1 s v p wm法最早是被应用于交流变频调速系统中，采用s v p wm模式的 交流变频调速系统较之采用常规s p wm模式的交流调速系统， 不仅电机转矩脉 动减小了，馈电给逆变器的直流电压利用率提高了;同时定子相电流更接近于 正弦波， 谐波更少， 且采用s v p wm 模式的交流变频调速系统其动态性能非常 优良。 2目前s v p wm法广泛应用在有源滤波器中，它把三相变流器作为一个整 体来控制，很好地协调了p wm主电路各相间的相互作用。这种控制策略可有 效地跟踪指令电流， 抑制了负载谐波， 显著减小了电源侧电流的电流总畸变率， 是一种有效的电流跟踪控制方案。 3 s v p wm 法应用于整流控制系统中，系统具有良 好的动态性能，易于数 字化实现，既能实现高功率因数，又能使能量双向流动。其最突出的优势是直 流利用率较之常规的s p wm控制方法提高了约 1 5 . 4 7 %，而且，不同的调制方 法将使开关损耗得到不同程度的减小。正是基于上述优点，空间矢量p wm法 越来越广泛地应用于整流控制系统中。 1 . 4课题背景和本文研究的主要内容、结构安排 能源需求正极大地影响着全球经济发展，我国同样也面临着经济增长对能 源需求的压力。2 0世纪九十年代我国高耗能产品的耗能量比发达国家高 1 2 - 5 5 %， 能源综合利用效率仅为3 2 % ， 我国 迫切需要提高能源利用效率。电 机 是能源消耗大户之一， 我国电机总装机容量己 达4 亿千瓦， 年耗电量达6 0 0 0 亿 千瓦时，占 工业耗电量的8 0 %，然而直到目 前，我国各类在用电机8 0 %以上还 是中小型异步电 动机，可见我国在电 机节能领域有非常大的潜力.电 机节能 技 术最受瞩目的就是变频调速技术，变频调速技术以其显著的节电效果、优良 的 第 章 绪论 调速性能以 及广泛的 适用性而成为电 气传动发 展的 主流方向。 虽然我国变频调 速技术研究非常活跃，但是产业化仍很不理想，外国产品几乎占据了我国变频 调速技术市场的6 0 。 从总体上看， 我国变频传动的技术水平较国际先进水平 差距 t o 多年。 在大功率交一交、 无换向器电 机等变频技术方面，国内只有少数 科研单位有能力制造，但在数字化及系统可靠性方面与国外还有相当差距。而 这方面产品在诸如抽水蓄能电站机组起动及运行、大容量风机、压缩机和轧机 传动、矿井卷场方面有很大需求。在中小功率变频技术方面，国内高性能的异 步电机变频调速装置 在性能和品种上还不能满足市场需要， 每年大量从国外进 口，为了适应当前国际、国内的发展形势，研制高性能的变频调速装置，赶超 世界先进水平，占领国内、国外变频器两个市场，对于我国的经济建设有着十 分重要的意义3 本课题是在电 压空间矢量脉宽调制技术的研究基础上， 利用s v p wm技术 和矢量控制策略，对异步电机进行变频调速研究。 本论文的内容、结构如下: 第 i 章绪论，主要介绍交流调速的发展前景，变频调速技术的发展，本课 题研究的意义. 第2 章在简单介绍异步电动机的特性和模型的基础上，详细分析了异步电 机矢量控制原理和基本方程。 第3 章介绍电压空间矢量脉宽调制技术，给出了s v p wm的工作原理和在 m a t l a b / s i m u l in k 上的实现算法， 并在i mi s 2 4 0 7 上利用软件法产生s v p wm , 并对两者的效果进行了比较。 第4 章， 根据矢量控制原理， 给出了 基于s v p wm的异步电机变频调速原 理图，构建出各个功能实现的子模块， 并设计了各个子模块的参数，得到基于 s v p wm 的异步电 机变频调速仿真模型，进行了 仿真实验， 得出实验结果并对 结果进行分析。 第5 章为变频调速系统的软件设计。分析了主程序和中断服务子程序，并 对其中的子模块进行了软件设计。 第6 章为总结与展望。 第z 章 异步电机的矢量控制策略 第2 章 异步电机的矢量控制策略 2 . 1异步电 机的 特性和模型tl. 幻 2 . 1 . 1异步电 机的特性 异步电机变压变频调速时需要进行电压 ( 或电流) 和频率的协调控制，有 电压 ( 电流) 和频率两种独立的输入变量。在输出变量中，除转速外，磁通也 得算一个独立的输出变量。因为电机只有一个三相输入电 源，磁通的建立和转 速的变化是同时进行的，为了获得良 好的动态性能，也希望对磁通施加某种控 制，使它在动态过程中尽量保持恒定，才能产生较大的动态转矩。 由于这些原因， 异步电机是一个多变量( 多输入多 输出) 系统， 而电压( 电 流) 、 频率、 磁通、 转速之间又互相都有影响， 所以是强祸合的多变量系统， 可 以用图2 . 1 来定性地表示。 图2 . 1异步电机的多变量、强藕合模型 在异步电机中，电流乘磁通产生转矩，转速乘磁通得到感应电动势，由于 它们都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项。这样一来，即 使不考虑磁饱和等因素，数学模型也是非线性的。 三相异步电 机定子有三个绕组， 转子也可等效为三 个绕组，每个绕组产生 磁通时都有自己 的电 磁惯性，再算上运动系统的机电 惯性和转速与转角的积分 关系，即使不考虑变频装置的滞后因素，也是一个八阶系统。 总起来说，异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强祸合的多变 量系统。 在本文中所用的电机，有以下假设条件: ( 1 ) 忽略空间谐波， 设三相绕组对称， 在空间互差1 2 0 0 电角度， 所产生的磁 第2 章 异步电机的矢量控制策略 动势沿气隙周围按正弦规律分布; ( 2 ) 忽略磁路饱 和， 各绕组的自 感和互感都是恒定的; ( 3 ) 忽略铁心损耗; ( 4 ) 不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。 2 . 1 . 2异步电机的物理模型 图2 .2三相异步电机的物理模型 定子三相绕组轴线a , b , c在空间是固定的，以a轴为参考坐标轴，转 子绕组轴线a , b , c 随转子旋转，转子a 轴和定子a轴间的电角度0 为空间角 位移变量. 2 . 2异步电 机在不同坐标系 下的 数学 模型w 2 . 2 . 1 异步电 机在a p 坐标系上的 数学模型 对于异步电 机定 子侧的电 磁量下角标以s 或1 ， 对于转子侧的电磁量下角标 以r 或2 ， 气隙电 磁量则下角标以m i l e 电压矩阵方程为: .lal.场协.伽 凡+ l , p ,0 , l p ,0 0 , r , + l , p , 0 , l . p 纵p , w l a , r 2 + 石p , w l , 一 w l, l p , w l r z + l , p ( 2 . 1 ) r.lse胜.l 一一 ，.1.es.es.wej al声az刃 几卜阳|阳 磁链方程为: 第2 章 异步电机的矢量控制策略 ，弓 (2(2 -朴卜卜如 l0 , 纵, 0 0 , 几, 0 , l 纵, 0 , l0 0 , 级al , 队睡，匹叭 电磁转矩为: 兀= n , l ( i b , i a : 一 i a t i # 2 ) 式中 :4 1 a t , w g t 一 定 子 磁 链 在a , p 轴上的 分 量; 平 ， 平 02 一 转子 磁链 在。 、 p 轴 上的 分 量; l s ,l r . 一定、 转子 绕组每相自 感: l.一 互 感 ; ia t , i s t 一 定子电 流在a , p 轴的 分量: 址 , i s 2 一 转子电 流在a , p 轴的 分量: u a t , u g t 一 定子电 压在a , p 轴的 分量; u u 2 , u o 2 一 转子电 压在a , p 轴的分 量; 0 v 一电 动机的 极对数。 2 . 2 . 2异步电机在两相任惫旋转坐标系 ( d q 坐标系) 上的数学模型 因为w 2 的定义 方向为d 轴， 所以w 2 = w d2 , w2 = 0 ， 通过变换， 异步电 机 在d q 坐标系下数学模型为: 电压方程为: 4lf (2(2 .物.ivl.切.场 r , + l . p ， 一 。 j l , l m p , - o v , l w , l , r , + l , p , fo t 纵, lp l m p ,0 , r 2 + l , p , 0 m , l, o , m , lr 2 r.t. 一一 ，.lee.se.j 山qldzqz 压|油|牌.廿 磁链方程为: .场.知.认.协 l0 , l . ,o 0 , 几, 0 , l m 纵, 0 , l0 0 , 纵, 0 , l , 二 dl妇dz 卜t际以四 电磁转矩为: 第2 章 异步电机的矢量控制策略 t , = n , l ( id ,几 : 一 与 2d 2 ) 式中 :w d l , w q t一 定 子 磁 链 在d , q 轴上 的 分 量 : w d 2 , n q 2 -书子磁链在d , q 轴上的 分量: l s , l r - - - . 一 定、 转子绕组每相自 感: l m . 一 互感; 玩却一 定子电 流在d , q 轴的 分量; i d 2 ,i g 2 一 转子电 流 在d , q 轴的 分量; u d l ,u g l 一 定 子电 压在d , q 轴的 分量: u d 2 ,u g 2 一 转 子电 压 在d , q 轴的 分 量; (0 1 - 一 同步旋转角速度: (0 5 - 一转差角 速度; p 一微分算子: n p 一 电 动机的 极对数。 ( 2 . 6 ) 2 . 3矢里控制原理d i 2 . 3 . 1矢，控制的构想 矢量控制也叫磁场定向控制。其基本思想是在普通的三相交流电机上设法 模拟直流电机转矩控制的基本规律，在磁场定向坐标上， 将电流矢量分解成产 生 磁 通的 励 磁电 流 分 量i d 和 产生 转 矩的 转 矩电 流分 量端 ， 并 使两分 量 互 相垂直， 彼此独立，然后分别进行调节。这样，交流电机的转矩控制，从原理和特性上 就与直流电机相似了。因此，矢量控制的关键仍是对电流矢量的幅值和空间位 置( 频率和相位) 的控制。 矢量控制的目 的是为了改善转矩控制性能而最终实现仍然是落实到对定子 电 流 ( 交流量) 的 控制上。由 于在定 子侧的 各物理量 ( 电 压、电 流、电 动势、 磁动 势) 都是交流量， 其空间矢量在空间 上以同步转速旋转， 调节、 控制和计算均不 方便。因此，需借助于坐标变换，使各物理量从静止坐标系转换到同步旋转坐 标系， 站在同步旋转的坐标系上观察， 电机上的各空间矢量都变成了静止矢量， 在同步旋转坐标系上空间矢量就都变成了直流量，可以根据转矩公式，找到转 矩和被控矢量的各分量之间的关系，实时地计算出转矩控制所需的被控矢量的 第2 章 异步电机的欠量控制策略 各分量 值- 一直流 给定量。 按这些给定量实时 控制， 就能达到直流电 动机的 控 制性能.由于这些直流给定量在物理上是不存在的、虚构的，因此，还必须再 经过坐标的逆变换过程，从旋转坐标系回到静止坐标系，把上述的直流给定量 变换成实际的交流给定量，在三相定子坐标系上对交流量进行控制，使其实际 值等于给定值。 如图2 . 3 ， 三相电流 i l l i b , i 。 经过由 三相静止坐标系到两相垂直静止坐标 系a s 轴， 再由 两相静止坐 标系到两 相旋转坐标系d q 轴的 变换， 并使d 轴沿 着 转子磁 链的方向， 则异步电 动机就变成了由 励 磁电 流分 量i d 和转矩电 流分 量咕 分开控制的直流电动机。按照直流电动机的控制方法，求得控制量后，再经过 坐标反变换，就能控制异步电动机，对异步电机的控制转为对转子磁链参照系 下的直流电机的控制。 图2 . 3异步电 机的坐标变换结构图 3 s 1 2 s - 三相 俩相变换; v r . 同 步旋 转变换: (p - d 轴与。 轴的 夹角 进行坐标变换的是电流 ( 代表磁动势)的空间矢量，所以这样通过坐标变 换实 现的 控制系 统就叫 作矢量控制系统( v e c t o r c o n t r o l s y s t e m ) . 2 . 3 . 2异步电 机的坐标变换18. 5 : 矢量控制中所用的坐标系有两种: 一种是静止坐标系， 一种是旋转坐标系。 基于定子的三相绕组构成的三相定子a - b 毛坐标系和由固定在a轴上的a 轴和 与之垂直的p 轴所组成的两相定子。 、 0 坐标系均为静止坐标系。 第2 章 异步电机的矢量控制策略 图2 . 4三相绕组与二相绕组的 轴线设定 i c l a r k 变换和c l a r k 逆变换 这是 三相定子a - b - c坐 标系与两 相定子a - p 坐标系 之间的变换， 称为c l a r k 变换，也叫3 / 2 或3 s / 2 s 变换。 设 三相绕组 ( a , b , c ) 与二相绕组( a , p ) 轴线设定如图2 .4 所示， a相绕组轴线 与a 相绕组轴线重合，都是静止坐标，分别对应的交流电 流为i a . 1 b . 1 c 和协 1 b 采用磁势分布和功率不变的绝对变换，三相交流电流在空间产生的磁势 f 与二相交流电 流产生的磁势相等。 令 c a n表示从三相坐标系变换到两相坐标系 的变换矩阵， 即采用正交变换矩阵，则其正交变换公式为: 1 - 工 _ 工 ( 2 . 乃 一一月 .七.la.ic 下.“汇 2万-2 一 2万-2 厅右 一一 几卜山 一一 劝 v 其逆变换公式是: ( 2 . 8 ) 1叮iriaili，llj 互2迈2 1，01212 213 - 尸卜阵氏 - 仍 v 利用该算法，在 m a t l a b / s i m u l i n k中，可以实现这一模块，具体见第 四章，软件流程见第五章。 2 p a r k 变换和p a r k 逆变换 由 两相静止坐 标系( a - 0 ) 到两相旋转坐标系 ( d - q ) 的变换 称为p a r k变换。 a - p 第2 章 异步电机的矢量控制策略 为 静止坐标系， d - q 为 任意角速度。 旋转的 旋转坐标系， a - p 静止 坐标系 变换为 d - q 旋转坐标系时， 坐 标轴的设定如图2 . 5 所示， 图中。 为a 轴与d 轴之间的夹 角， 向 绕组 在空 间 垂直 放 置， 且加 上直 流u d 和叽， 并 让d , q 坐 标以 同 步 转 速 。旋 转， 则产生的 磁动势与a - p 坐标系等效。 d , q 和a . p 轴的 夹角s 是一个变 量，随负载、转速而变化，在不同的时刻有不同的值。 图2 . 5 a - p 坐标与d 一坐 标轴的设 定 p a r k 变换，写成矩阵形式，其公式如下: 。_ ! - r c o s 0 ,sin 0 p a l 一 瀚 l i9 j - s in e , c o s o l i , j ( 2 . 9 ) 其逆变换矩阵形式为: ( 2 . 1 0 ) 同样，电压和磁链的旋转逆变换阵也与电流( 磁动势) 旋转逆变换阵相同， 电压的p a r k 逆变换阵为: i v , ar ef i = co s 0 ，一 ， in o 1 1 v s d r ef i l v s ir ef j l s i n e , c o s e j l v s g r e f j ( 2 . 1 1 ) 利用这一算法，可以用 ma t l a b j s i mu l ini c实现这一模块。具体见第四 章，软件实现流程见第五章。 2 . 3 . 3矢 最控制的基本方程旧 异步电机矢量控制中，被控的是定子电流，因此，需要推导出定子电流分 量 和 其 他物 理量 的 关 系。 对于 笼 型异 步电 机， 转子 绕 组 短 路， 所以u d z = u g 2 = 0 e 这样可以得到 第2 章 异步电机的矢量控制策略 电流方程: l d l = 兀p+ l l . ，l . if2 i a iv 2= . . .一， . l d l 1 2 p十1 l , n . 乓w 2 p v2 ld 2 = 一 - r .厂 l , = 一 l i , l , ( 2 . 1 2 ) 电压方程: r , + l , p , - ro , l 几a - 0 1 纵 w , l , , r , + l , p , m , l . , l m p 纵p , 0 , r 2 + l , p ,o m , l, o , m , l凡 ( 2 . 1 3 ) ，.!1.j .场.ivl.认.伽 下.朋朋“.j- r.esee.l - ，.!.1.sesej dlql uu00 res阵.几.wewel 转速方程: l几 1 m 一= t 2 lv 2 ( 2 . 1 4 ) 转矩方程式: : 一 ; 会 ig11v 2 ( 2 . 1 5 ) 电 流 方 程 表 明 ， 转 子 磁 链y l 2 和9 轴电 流从 : 无 关， 仅由d 轴电 流id : 产 生 ， 因 此， i d l 被称为定子的 励磁电流分量。 如果t 2 是变化的，w 2 与id ， 之间的传递函数是一阶惯性环节， 其时间常数 是转子励磁时间常数。 由于转子励磁时间常数t 2 的存在， 定子电流励磁分量变 化时， 转子磁链p l 2 的变化会延时。 由电 流方程可知当定子电流励磁分量突变而 引 起4 1 2 变化时，当即 在转子中感生转子电流励磁分量玩，阻止w 2 的 变化。当 n 2 达到稳态时， p w 2 = 0 则i d 2 = 0 ， 而w 2 = l m i d 1 ， 也就是说v 2 的 稳态 值由i d l 唯 一决定。 第2 章 异步电机的矢量控制策略 果轴 如q 电 流 方 程 ( 2 . 1 2 ) 第四 行iq 2 = 由以上分析的结果和该式说明， la ， 发 生 变 化， 咏立 即 发 生 变 化 ， 没 有 滞 后。 这是 由 于 按 转 子 磁 场 定 向 后 ， 上不存在转子磁通的缘故。 转 速 方 程 ( 2 . 1 4 ) 说 明 ， 转 差 角 频 率w , 由i d l i 端 ， 和 转 子 电 路 时 间 常 数t z 决 定 ， 是否出 现瞬态过程， 取决于i d l 有没有瞬态过程， 转差频率控制系统可根据该式 来实现。 转 矩方 程式 ( 2 . 1 5 ) ， 当i d ， 不 变时， 即w 2 不 变时， 如 果b : 变化， 转 矩t e 立 即 随 之 成正 比 的 变 化， 没 有 任 何 滞 后 。 可以 认为肠 : 是 定 子 电 流 的 转 矩 分 量。 以 上即为 矢量 控制的基 本控制 方程式. 可见， 在向坐 标系中 转子的 磁链只 决定于定子电流励磁分量 i d l ，而电机的转矩只与转子磁链w : 以 及定子电 流的 转矩分量i y . 有 关。 在d 轴上的 励磁分 量和q 轴上的 转矩分量之间已 解除了 祸合 关 系 而 相互 独立， 因 此电 动机转矩的 控制可以 分别 通过 对定 子电 流在d q 轴上的 分量独立进行控制来实现，与直流电动机中的励磁电流和电枢电流相对应， 情 况与 直流电 动机完全相似。 只是由 于转子绕组有时间常数t 2 的存在， 控制定子 励磁电 流i d . 来改变w 2 存在一定的延时。 但是若控制i d ， 使磁通保持恒定， 则通 过控 制1 9 ， 可以 实 现对转矩的 瞬时控制， 从而使异步电 动机具有直 流电 动机那 样 的控制特性。 2 . 3 . 4矢f控制方式 异步电机矢量控制归根结底是基于磁场定向的方法，因此常用的控制策略 也是按照磁场定向方法分类的，主要有以下几种策略: ( 1 ) 转子磁场定向矢量控制系统 转 子磁场定向 的矢量 控制， 即 将d q 坐标系放在同 步旋 转磁场上， 将电 机转 子磁通作为旋转坐标系的d 轴坐标轴。若忽略由反电动势引起的交叉祸合，只 需检测定子电流的d轴分量，就可以观测转子磁通幅值。当转子磁通恒定时， 电 磁 转 矩与定 子电 流的q 轴分量成正比 ， 通过控制定子电 流的q 轴分 量就可以 控制电 磁转矩。 因 此定 子电 流的d 轴分量 称为 励磁分量， q 轴分量为 转矩分 量， 从而实现解祸控制。这种方式，由于转子磁链的位置角0 是通过检测磁通直接 计算的，因此又称为直接转子磁场定向矢量控制。 这种方式，系统可以实现完全的解祸控制，但转子磁通的检测受转子时间 第2 章 异步电机的矢量控制策略 常数 的 影 响 较大 二 影 响 系 统 性能。 ( 2 ) 转差频率矢量控制 应用稳态转差频率，得到转子磁场的位置，即转差频率矢量控制。其主要 出发点:异步电机的转矩主要取决于转差频率。因此，此方法主要考虑转子磁 通的稳态方程式，从转子磁通直接得到定子电流的d 轴分量，通过对定子电流 的有效控制，形成了转差矢量控制，不需要计算转子磁链，用转差率和转速相 加后积分计算转子磁通相对于定子的位置。这种方法又称为间接磁场定向矢量 控制。 ( 3 ) 气隙 磁场定向 矢量控制 这种方法比转子磁通的控制方式复杂，但是利用了气隙磁通易于观测的优 点， 保持气隙磁通的 恒定， 从而使转矩与9 轴电 流成正比 。 ( 4 ) 定子磁场定向 矢量控制 这种方法保持定子磁通的恒定，以定子电压为测量值，容易受电机转速影 响。 第 3 章 电压空间矢量脉宽调制技术 第3 章 电压空间矢量脉宽调制技术 3 . 1电 压空间矢it的原理6 , 1 2 1 电压空间矢量是按照电压所加在绕组的空间位置来定义的。电动机的三相 定子绕组可以定义一个三相平面静止坐标系，如图3 . 1 0 图3 . 1电压空间矢量 这是一个特殊的坐标系， a . b . c分别表示在空间静止不动的电 机定子三 相绕组的轴线， 它们在空间互差1 2 0 0 ，三相定子相电压u a . u r i u c 分别加在 三相绕组上， 可以 定义 三个电 压空间 矢量u a o 。 、u c o ， 它们的 方向 始终在 各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差 1 2 0 0 0假设 u 。 为 相电 压有效 值， j 为电 源频率， u , ( t ) “ u s ( t ) “ u c ( r ) = . t ) . t 一 2 n / 3 ) . t + 2 , x 1 3 ) ( 3 . 1 ) 风风风 、 。二、一 一。 _ 2 ， 氏仪牟位力回大重p=j 育汀 j 可以表示为: ， 则三相电 压空间 矢量 相加的 合成空间 矢量u ( t ) 就 u ( t ) 二 2 1 3 1 u a ( t ) + p - u 9 ( t ) + p 2 - u c ( t ) l = 拒“ ， e n o ( 3 .2 ) 可 见 u ( t ) 是 一 个 旋 转 的 空 间 矢 量 ， 它 的 幅 值 不 变 ， 为 相 电 压 峰 值 ; 当 频 率 不 变时， 以电源角频率。 =2 n f 为电气角速度做恒速同步旋转， 哪一相电压为最大 第3 章 电压空间矢量脉宽调制技术 值时，合成电压矢量就落在该相的轴线上。 定子电压方程 u ( t ) =r i ( t ) 十 d +y ( t ) ( 3 . 3 ) 当 转速不是很 低时，定子电阻r的压降相对很小， 式( 3 . 3 ) 可以 简化 u ( t ) 二 d 业) ( 3 . 4 ) 或w ( t ) 二 i cj ( t ) d t 这表明电压空间矢量的方向与磁链的运动方向一致。 在变频调速系统中， 逆变器为电动机提供的是经过调制的 是三相电 压源型逆变器示意图，由 六个功率开关器件组成。 +i i i 1 ( 3 . 5 ) p wm电压. 图3 . 2 图3 .2三相p wm逆变器. 异步电动机原理图 因为逆变器的上桥臂和下桥臂的开关状态互补，所以只用上桥臂的三个功 率开关器件来描述逆变器的工作状态就足够了。图中设置直流侧中点作为参考 点，则上管导通时输出电 压为u d / 2 ， 下管导通时输出电压为一u 碑。 如果把上 桥臂的 功率开关器件的导通状态用， 1 ” 表示， 关断状态用“ 0 表示， 那么按照式( 3 .2 ) 定义的电压空间矢量，逆变器仁桥臂的三个功率开关器件的开关状态共有八种 组合，分别对应逆变器的八个开关模式16 ) q( 0 1 1 q( 1 0 0 ) q ( 0 0 1 ) 图3 . 3 q( 1 0 1 ) 电压空间基本矢量图 第3 章 电压空间矢量脉宽调制技术 按照图3 . 3 所示的电压空间矢量定义可知，空间八个基本电压矢量u组成 一个六边形， 分六 个扇区， 其中 有两 个位于原点的零 矢量， 即u o ( 0 0 0 ) , u 7 ( 1 1 1 ) . 而其它的 六个矢量 称为基本矢量，即u i ( 0 0 1 ) , u 2 ( 0 1 0 ) , u 3 ( o 1 1 ) , u 4 ( 1 0 0 ) , u s ( 1 0 1 ) , u 6 0 1 0 ) , 且有 效矢 量 长度 均为2 u d f 3 。 零 矢 量 位于 原点 ， 相邻非 零 矢 量的夹角为6 0 度。 从一个电压空间矢量旋转到另一个矢量的过程中， 应当遵循 功率器件的开关状态变化最小的原则，即应当只有一个功率器件的开关状态发 生变化。 利用这8 种电压矢量的线性组合，就可以获得更多的与基本空间矢量 相位不同的电压空间矢量，最终构成一组等幅不同相的电压空间矢量，叠加形 成尽可能逼近圆形旋转磁场的磁链圆。 s v p wm 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内 通过对基本 电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。相邻两非零矢量和零矢 量在时间上的不同组合，可以得到该扇区内的一组等幅不同相的空间电压矢量 u 。三个矢量的作用时间可以 一次施加，也可以 在一个采样周期内分多次施加， 这样更有利于消除电机转矩脉动。通过控制各个电压矢量的作用时间，使空间 电压矢量接近圆轨迹旋转，就可以便电机磁通也逼近圆轨迹。 3 . 2电压空间矢量的实现17 ,1 1 , 1 9 ,2 1 ,3 8 ,3 9 1 3 . 2 . 1电压空间矢it的合成 由于变换器实际所能产生的矢量( 基本矢量和零矢量) 有限， 不可能输出角 度连续变化的空间矢量。为获得旋转的电压空间矢量， 只有利用各矢量的作用 时间的不同来等效合成所需要的矢量。在一个正弦周期内所产生的合成矢量越 多，意味着开关频率越高。如图3 .3 所示。 按照平行四边形法则，利用这 8 个空间矢量可以合成任意的电压矢量，以 第一扇区为例，由平均值等效原理可得 t a + t a + t o u