（电磁场与微波技术专业论文）极低电平幅度一致性双路测试系统的研究.pdf

摘要 摘要 无线电接收机各项诸多性能当中，灵敏度无疑是最重要中的一项。在超高灵 敏度检测方面，现有的测试系统都是功分器接可变衰减器直接对接收机进行测试。 但是由于温度、湿度以及测试电缆的弯曲等因素影响，送到接收机的信号电平会 发生改变，从而影响对接收机灵敏度的测试结果。因此设计一种能够自动跟踪装 置来稳定输出信号电平是非常有意义的。 本文对一种窄带极低电平幅度一致性双路测试系统进行研究和设计，研制了 频带为1 1 4 5 - - 一1 1 7 5 g h z ，在低于1 0 0 d b m 电平下，l d b 动态范围双路幅度差小于 0 2 d b 的极低电平测试系统。 该系统主要对系统主路和辅路测试组件进行选择，组件主要包括功分器，定 向耦合器，电桥，固定衰减器，检波器，滤波器和运算放大器。系统工作在极低 电平下，对电磁兼容问题尤为重要，所以在设计过程中将系统主要部分工作在相 对高电平，使系统只需要对后面电平衰减部分进行考虑。 测试结果表明，本研究设计合理，测试系统达到了预定要求，具有很强的实 用价值。 关键词：极低电平幅度一致性自动电平跟踪电磁兼容 a b s t r a c t a bs t r a c t i nt h em i d d l eo fr a d i or e c e i v e rp e r f o r m a n c e ，t h es e n s i t i v i t yi st h em o s ti m p o r t a n t o n e i nt h ef i d do fs u p e r - e l e v a t i o ns e n s i t i v e n e s sd e t e c t i n g ，n o wa v a i l a b l et e s t i n g s y s t e m sa r ec o m p o s e do ft h ep o w e rd i v i d e ra n dc h a n g e a b l ea t t e n u a t o r b u tb e c a u s eo f f a c t o r ss u c ha st h et e m p e r a t u r e ，h u m i d i t ya n dt h eb e n d i n gt e s t i n gc a b l e ，s i g n a lt h a t d e l i v e r e dt ot h er e c e i v e rm a y c h a n g e ，a n dt h et e s t i n gr e s u l to ft h er e c e i v e rs e n s i t i v e n e s s w i l lb ea f f e c t e d t h e r e f o r et h ed e s i g no fa na u t o m a t i ct r a c k i n gd e v i c et os t a b i l i z et h e o u t p u ts i g n a ll e v e li sv e r ym e a n i n g f u l t h em a i nc o n t e n to ft h i st h e s i si st e s t i n gs y s t e mo ft w o - w a y a m p l i t u d ec o n s i s t e n c y i nav e r yl o wl e v e lo nn a r r o w b a n d o nt h eb a s i so ft h er e s e a r c ha n dd e s i g no ft h et e s t s y s t e mu n d e rlo o d b ml e v e lw i t l lb a n d w i d t ho f1 14 5 g h z 。1 17 5 g h za n d1d br a n g e d i f f e r e n c eb e t w e e nt h et w o w a ys i g n a l si sl e s st h a n0 2 d b ， i tc h o o s e st h em a i nr o a da n dt h es i d er o a dc o m p o n e n t so ft h es y s t e mt e s t i n g t h e c o m p o n e n t si n c l u d et h ep o w e rd i v i d e r , d i r e c t i o n a lc o u p l e r , b r i d g e ，f i x e da t t e n u a t o r , d e t e c t o r , f i l t e ra n da m p l i f i e r s y s t e mi nav e r yl o wl e v e l ，t h ep r o b l e mo fe l e c t r o m a g n e t i c c o m p a t i b i l i t yi sp a r t i c u l a r l yi m p o r t a n t t h e r e f o r e ，t h ed e s i g np r o c e s si nt h em a i np a r to f t h es y s t e mw i l lw o r ki nar e l a t i v e l yh i g hl e v e l ，o n l yn e e dt oc o n s i d e rp a r to ft h e a ：t t e l l a a t i o nl e v e l t e s tr e s u l t ss h o wt h a tt h ed e s i g no ft h i ss t u d yi sr e a s o n a b l e t h et e s ts y s t e mm e e t s t h ep r e d e t e r m i n e dr e q u i r e m e n t s ，a n dh a st h ev e r ys t r o n gu s ev a l u e k e yw o r d s ：v e r yl o wl e v e la m p l i t u d ec o n s i s t e n c y a u t o m a t i cl e v e lt r a c k i n g e m c 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：童，盘导师签名： 日期：1 年彳月口日 第一章引言 1 1 研究的背景和意义 第一章引言 无线电接收机各项诸多性能当中，灵敏度无疑是最重要的一项。接收机灵敏 度是指在保证接收机正常工作的最小可接受信号强度。在超高灵敏度检测方面， 例如c d m a 1 x 基站系统接收机灵敏度检测系统，是信号源经功分器后接可变衰 减器这种结构直接对接收机灵敏度进行测试【l 】。但是由于温度、湿度以及测试电缆 的弯曲等因素影响，送到接收机的信号电平会发生改变，从而影响对接收机灵敏 度的测试结果。 鉴此设计一种能够自动跟踪基准路来稳定测试路输出信号电平的系统是非常 有实际意义的。 本文在极低电平下，利用自动电平跟踪环路对两路信号幅度一致性进行研究。 1 2 自动电平跟踪简介 图卜1 自动电平跟踪原理图 自动电平跟踪采用如图1 1 所示的负反馈自动控制环路。信号源提供入射信 电子科技大学硕士学位论文 号，由双路功分器将信号平分到两个支路，一路接主路电调衰减器4 ，改变电调衰 减器的偏置电压，从而改变电调衰减器的衰减量，输出信号日送到1 8 0 。电桥的输 入端i n l ，另一路接辅路电调衰减器4 ，输出信号只送到1 8 0 。电桥的输入端i n 2 ， 电桥的端接匹配负载。送入电桥i n l 和i n 2 两输入端的信号露和经过电桥会 产生1 8 0 。相移，使得在电桥端输出信号为两路输入信号之差。后接检波器对电 桥端信号进行检波，将检波出的直流信号u d 经过一个低通滤波器滤掉高频分量， 送到运算放大器的一个输入端【2 】。运算放大器采用反相加法器方式，对信号进行放 大，并且改变信号极性，同时在运算放大器的反相端加入参考电压，调节运算放 大器输出啡，进而控制辅路电调衰减器4 。这样主路改变衰减，使得输出变化， 改变18 0 。电桥输出，再经过滤波器和运算放大器反馈到辅路，从而改变辅路衰减 器的衰减量，实现辅路自动跟踪主路的变化。理论上说放大器的增益越大越好， 但增益太大会引起环路自激振荡，所以通常设有“稳幅增益 调节，以便将增益 调到最大而不自激的程度。放大器的带宽决定稳幅环的响应速度。带宽达数十千 赫便足够消除某些快速的幅度变化。并且可以看出调节参考电压的大小可以一定 范围内对两路信号幅度一致性进行调节【j j 。 1 3 本学位论文的主要工作 设计出一套可靠、实用的极低电平幅度一致性双路测试系统是本学位论文的 最终目标。本学位论文的主要工作包括： 1 分析自动电平跟踪的原理，结合本系统的要求设计出合理可行双路幅度一致 性的设计方案 2 根据系统要求，完成双路测试系统相应的组件的设计和选择 3 分别对测试系统各个组件进行测量，利用组件设计实验来检验系统各部分的 功能，并从中发现问题，进而对系统方案进行修改。 4 搭建整个幅度一致性双路测试系统，并利用测试仪器对系统各项参数进行测 量。 5 对测量结果进行分析，并得出造成测量误差的原因。 2 第一章引言 1 4 论文内容介绍 第一章为引言部分，首先介绍本论文的背景及研究意义，然后分析自动电平 跟踪工程上的应用。 第二章为微波网络理论。主要介绍微波网络的基本理论，其中散射矩阵( s 参 数) 的定义以及物理意义、网络传输参量即衰减和相移的概念及相应的失配误差。 第三章主要介绍了双路测试系统的整体方案，并选择和设计系统各个组件， 设计相关实验对系统可行性进行分析与修改，最终搭建整个测试系统。 第四章中完成对幅度一致性双路测试系统相关参数的测量，并对其误差进行 分析。 第五章是对所做工作进行归纳和总结。 电子科技大学硕士学位论文 第二章测试基本理论 微波网络理论是解决微波系统问题的一种方法，它把实际的微波系统抽象为 一种物理模型，即不需要详细知道系统内部的场结构，而只需知道电信号通过系 统后其幅度和相位等的变化。微波网络分析和网络综合是微波网络理论的两方面 内容。网络分析是在已经知道微波元件结构的前提下，得到等效网络，导出网络 参量，进而分析网络的外特性。网络综合是根据给定的工作特性指标，确定网络 的等效电路，综合设计出合理的满足给定指标的微波元件结构。在微波频率下， 不能用电压和电流来衡量电路的激励电平，为了恰当利用低频电路的概念，以便 有效地利用电压、电流和阻抗来描述微波电路的工作，我们引入了等效电压和等 效电流的概念。因此，应用等效的方法，许多微波问题便可以应用传输线理论和 低频网络理论来处理，从而得到解决。对于传输参量的测量，主要是针对其衰减 和相位，而衰减和相移是一个事物的两个方面，所以分析其共性可以相互借鉴进 行测量。 2 1 散射矩阵( s 参数矩阵) 在微波频率下，电压和电流已失去明确的物理意义，且难以直接测量，因而， 其特性参数也难以得到。为了研究微波电路和系统的特性，设计微波电路的结构， 就需要一种在微波频率能用直接测量方法确定的网络矩阵参数，这样的参数便是 散射参数，简称5 参数【4 】【5 】【6 1 。 2 1 1 普通散射参数定义 普通的散射矩阵是用网络各端口的入射电压波和反射电压波来描述网络特性 的波矩阵。如图2 1 所示的端口网络【刀， 设为k ( z ) 、( z ) 第f 端口参考面z 处的电压和电流，且 g ( z ) = 瑶p 一肛4 - p 肛= 巧+ ( z ) + 形一( z ) ( z ) ：三笠皇二善= 譬( z ) 一f ( z ) 2 1 4 第二章测试基本理论 由此可得 f g l 瑶p 一 = 扣( 卅( z ) 】 1 p 肛= 【形( z ) 一z o ，( z ) 】 图2 一ln 端口网络 两边除以i ，定义如下归一化入射波和归一化反射波： 5 ( 2 - 2 ) 电子科技大学硕士学位论文 显然 啦，兰等= 牝+ 忍 驰，兰篝= 糖一忍 鬻= 驴v o i e r - = 精l ( zz o 吐q ( z )8 吖：) + f ” 是第f 端口z 处的电压行波反射系数。 由( 2 3 ) 式得 形( z ) = 瓦陬z ) + 6 f ( z ) 】 讹) 2 击k 讹) 】 或者得到归一化电压和归一化电流 莉2 等- 口f 喇z ) 莉= ( z ) 瓦= 口心) 一包( z ) 通过第i 端口z 处的功率则为 ( 2 - 3 ) ( 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) ( 2 - 6 ) 日= r e k o ) f ( z ) ) = i 口f o ) 1 2 一胁( z ) j 2 ( 2 - 7 ) 表示z 处的净功率为入射波功率与反射波功率之差。这里z o ，是第f 端口传输线 的特性阻抗，一般为实数；若z o ，为复数( 例如传输线的损耗不可忽略时) ，则上述 关系不成立。 以归一化入射波振幅a i 为自变量，归一化反射波振幅包为因变量的线性端 口微波网络的行波散射矩阵方程为： 6 第二章测试基本理论 或者 散射矩阵元素的定义为： 6 l 6 2 ： 6 【6 】= h 勤：纠 7l a , = o j 口l 口2 ： 口j ( 2 - 8 a ) ( 2 - s b ) ( 2 - 9 ) 散射参数是有明确的物理意义：是当所有其它端口端接匹配负载时端口f 的 反射系数，s 。是当所有其它端口接匹配负载时从端口j 至端口i 的传输系数。由定 义式可知，s ，可由在端口，用入射电压波激励，测量端口f 的反射波振幅来求得。 条件是除端口，以外的所有其它端口上的入射波为零。这就意味着所有其它的端口 应以其匹配负载端接，以避免反射。可见这种散射参数可用熟知的方法和测量系 统加以测量。 2 1 2 二端口网络的s 参数 对于常见的二端口网络【8 】，式( 2 8 ) 简化为： 或者 州三撒 岛= s z l q + 毛2 口2 6 2 = s 2 1 a l + s 2 2 口2 ( 2 - 9 a ) ( 2 - 9 b ) 式中，口。和6 1 分别是输入端口的入射波和反射波；口：和6 2 分别是输出端口的 入射波和反射波；若输出端口不匹配，设其负载阻抗的反射系数为f ，则在式中 令口2 = r 上6 2 ，得到： 7 w： 电子科技大学硕士学位论文 2 5 i = 丑i q + s 1 2 r 工如 6 2 = 屯l 口l + s 2 2 r 如 由此求得输入端口的反射系数 l = + 格1s 2 2 1口l 一 ( 2 - 1 0 ) ( 2 1 1 ) 若是互易网络，墨：= s 2 。，则此线性互易二端口网络的散射参数只有三个是独 立的，且有关系： 啊。+ 矗 ( 2 - 1 2 ) 根据此关系，线性互易二端口网络的散射系数可以用三点法测定：当输出端 短路( r 工= - 1 ) 、开路( r 工- - 1 ) 和接匹配负载( r 工= 0 ) 时，据式( 2 - 1 2 ) 有关系式： k 硝。一去 k 硝。+ 啬 分别将输出端口短路、开路和接匹配负载，测出f 帆。、f 咖。和l 删，便由式 ( 2 1 3 ) 决定s l l 、$ 2 2 和屯l 。 2 1 3 + 级联二端口网络的散射矩阵 用单个二端口网络的散射矩阵表示级联二端口网络的散射矩阵【9 1 ，在网络分析 和c a d 中十分有用，这样可以避免散射矩阵与其它矩阵之间的换算，如图2 2 所 示： 第二章测试基本理论 a l a 一 岛五 d 2 j 一 也j 图2 2 级联二端口网络的散射矩阵 - l t ca 和元件b 相级联，其散射矩阵分别为【s 】一和【s 】占，则有 6 l = s u a l + s 乏口2 ，6 2 一= s 丢口l + s 乏口2 ( 2 1 4 ) 和 岛口= 口l 口+ s 是口2 占，吃占= s 三a i 占+ a 2 口 ( 2 1 5 ) 假如元件4 的输出端口与元件召的输入端口的归一化阻抗相同，则 如= q 曰，岛口= a 2 4 由式和式消除6 2 一，k ，a 忉a 2 一，便可得到两级联二端口网络的散射矩阵为： 【叫肚= 和蔫a b a s l a 2 毛b 2 卜s 2 a 2 j l b l s l a 2 j i b 2 1 一a s l l b 畦+ 兹b ab ( 2 - 1 6 ) 重复运用此关系，便可求得由许多元件组成的级联二端口网络总的散射矩阵。 2 2 网络传输参量的测量 2 2 i 传输测量的主要任务一衰减与相移的测量 电磁波通过微波传输器件时，除了幅度会发生变化外，同时还要发生相位变 化。此项变化主要决定于器件本身的特性。多数传输器件可用二口微波网络代表， 多口器件亦可归结为二口网络进行分析和测量。表征网络本身传输特性的参量， 9 电子科技大学硕士学位论文 应该是它的散射参量岛( 或反向的而，) 。对于无源网络，通常把以分贝表示的幅 值k i 作为网络的固有或特征传输损耗，习惯称之为衰减；同时把模角a r g s ：，称之 为网络的特性相移，简称相移。衰减和相移本是代表同一参数j ，。的幅度和相角， 是密不可分的两个部分，由于历史发展的原因，衰减测量的重要性较早地被人们 认识和解决，因此常把衰减作为单一指标和测量任务来对待。而微波元器件相移 的测量则迟至相控阵天线及加速器等较新技术出现之后，才感到迫切需要而受到 重视，但常常又把它作为新的待测参量来对待。事实上，衰减和相移是一个事物 的两个方面，二者在测量理论和方法上必然有很多共同点和值得参考、借鉴之处， 有不少方法就可以同时测量衰减和相移。因此将衰减和相移的测量放到一起，作 为传输参量全面测量的主要内容i l 们。 2 2 1 各种传输损耗的定义及测衰减的失配误差 乙i 五 b 。 i - i 插入点 图2 - 3 ( a ) 网络插入前 1 0 第二章测试基本理论 - ii黾i ii i i l 8 2 i l 图2 - 3 ( b ) 网络插入后 2 ， r g jol 西l , - 7 2 2l j 图2 3 ( c ) 插入后的信流图 将待测二i = 1 网络插入到如图2 3 ( a ) 的失配信号源和负载之间后如图2 3 ( b ) ， 其信流图于图2 3 ( c ) 。由于存在失配，由信流图得出按以下两种定义的传输系数 丁都不完全等于网络本身的传输系数屯，= 垒l r 。薯。，如： a i 。 t b 2 , o i - a i 。2 南 和乃。= 垒：三l 一 ( 2 1 8 a ) 色 1 一( 毛i r 譬+ s 2 2 r 工+ r 暑s 2 l r l s l 2 ) + s l l r g s 2 2 r l 。 电子科技大学硕士学位论文 上式分母中最后项为二阶环产生。将分母改写得： 堕： 垒!：且 ( 1 一五l f 暑) ( 1 一s 2 2 f 上) 一f 譬屯l f l s l 2 d 还可以改写为 蔓：堕旦： 垒! 口l 乞( 1 - s l l r l ) ( 1 一s 2 2 f l ) 其中f 。为从口1 看去的反射系数 r l - h q i _ s 1 14 s 1 2 s 2 i 1 1 l = 剖 不论由式( 2 - 1 7 ) 或( 2 - 1 8 ) 中的r 定义出的传输损耗 t a e = 2 0 1 9 南 都不同于衰减的定义 小2 们g 南 只有当f l = r 譬= 0 时才有= 4 。 ( 2 - 1 8 b ) ( 2 - 1 8 c ) ( 2 - 1 9 ) ( 2 - 2 0 ) ( 2 - 2 1 ) 还有一种常用的概念“插入损耗 是把网络插入后的式( 2 1 8 ) 中的6 2 与插入 前图2 3 ( a ) 中由信号源一一，i ，一一。波- - ：r 相比，用分贝表之。由等 效信号源概念中多重反射可推导出的 1 2 第二章测试基本理论 噬= 南 与式( 2 - 1 8 a ) 的相比得 丝：g 二墨! 二! ! ! 二坚! ! 二! 坚! 当1 6 2 屯l ( 1 一f 。f l ) 从而得插入损耗 纠吨肾。培 若改用式( 2 1 8 c ) 的5 2 ，则 l i = 2 0 i g 跏吨 ( 2 - 2 2 ) ( 2 - 2 3 ) ( 2 - 2 4 ) ( 2 - 2 5 ) 乙早先是按插入前后负载所吸收的净功率之比来定义，插入前如图a 负载净 功率可由式( 2 2 2 ) 得出 酬2 ( 1 l r l | 2 ) - l 研器 插入后的净功率为 =16212(一lr工12)=i12k了二：；：善盖芝曼 取忍对罡的分贝数便得 1 3 电子科技大学硕士学位论文 厶= - 。g - 曩- = l o l g 隹| ；罟三j ；身= 2 。t g 筒 此结果与( 2 2 4 ) 和( 2 2 5 ) 完全一样。由厶定义式( 2 - 2 4 ) 可见，当r 工= r 暑= 0 时，该式便化简为： 厶- 2 0 l g 雨1 = 彳 从而可知，在全匹配测量系统中测出的网络插入损耗厶，其值即等于网络的 衰减a 。故衰减的一种定义即描述为“网络在全匹配系统中的插入损耗”。 衰减么时传输器件，特别是衰减器的固有参量。精密测量衰减时，必须在其 源端和负载端都有良好匹配的条件下进行。在微波元件的实际工作系统中或在工 程测量系统中，一般难以实现良好的匹配，故目前趋向于把传输元件的这项指标 干脆称之为插入损耗，以示此项指标是指在通常可以接受的失配条件下规定和检 验的，以区别于严格定义的衰减值f l l 】。 网络的衰减一般包括输入端的反射损耗及其内部的功率耗散，故彳可分解为 以下两个分量： 反射损耗4 = 1 0 l g 寿( 2 - 2 6 ) 耗散损耗如：l o l g 华 ( 2 - 2 7 ) 在信号源和终端负载都匹配的系统中，只= l a 。1 2 是对插入网络输入口的入射功 率，p = l b 。1 2 是从输入口反射回信号源而被源吸收的功率，昂= l b ：1 2 是经网络内部 消耗后输出到终端负载的功率。按散射参数的意义有： 号坩邛l l l 2 2 8 ， 鲁= 朴1 2只 1 4 ( 2 - 2 9 ) 第二章测试基本理论 将之代入式( 2 2 6 ) 和( 2 - 2 7 ) 得 并始终有 4 堋l g 斫1 纠吨皆 止幺+ 如卅吣击毛吨南 ( 2 - 3 0 ) ( 2 - 3 1 ) ( 2 - 3 2 ) 即衰减包含4 和如两部分，而不仅代表耗散。只有当网络输入口匹配时， 墨。= o ，才有4 = o ，但此时如- 1 0 1 9 l s 2 。1 2 便等于彳的全部；当网络无耗时，有 i 置。1 2 + l 屯。1 2 = 1 ，便有如= o ，但若网络有失配，置，o ，则仍有4 - 1 0 1 9 l i s ：。1 2 = 么； 只有当网络无耗又无失配时，才有a = a r = 如= 0 。 根据式( 2 - 2 9 ) 和( 2 - 3 2 ) 可写出 肚埘嗉 ( 2 - 3 3 ) 此式可认为是衰减定义的另一形式，即“衰减时在匹配系统中网络入射功率 对输出功率之比的分贝数 。不管用哪个定义，都强调要求系统匹配，即 r 暑= l = 0 ，否则便不是衰减而是插入损耗。 2 2 2 传输相移的定义及测相移的失配误差 最适合于表述二口网络本身的传输特性的参量是s ：。，它的模值的分贝表示即 定义为网络的衰减彳；它的幅角a r g s ：。= 仍。便是网络的特性相移1 3 1 。对于可调元件 ( 例如可变移相器、衰减器等) 当其由始态变为终态时特性相移所发生的变化 仍，= 仍，一以。称为元件的增量相移或差值相移。一般所要求的相移测量任务大多 电子科技大学硕士学位论文 是测量被测元件插入匹配测量系统时所引起的相位变化，即网络在匹配系统中的 传输相移或插入相移，也就是上述的特性相移；或者是要测量始终接于匹配系统 中的可变元件由始态到终态的相移变化，即上述差值相移。后面情况更较常遇到。 如图中所示，特性相移的定义是： 舻鹕轳鹕孔卸 ( 2 - 3 4 ) 但实际的测量方法和测量装置中，实际测得的相移有时刁i 符合上述定义，尤 其是常常不满足匹配条件。例如测得的虽是如q 的幅角，但l 0 。这就是前面 式( 2 - 1 7 ) 所定义的传输系数毛岛的幅角。 2a r g 气4 i2 鹕f 蠹2 鹕+ 鹕f i 2 铣l + 毛( 2 - 3 5 ) 有时测得的是信号源的出射波吃与网络出射波6 2 之间的相角a r gb ：l b g ，即式 ( 2 1 8 e ) 所定义的传输系数毛，k 的幅角 。 一。，。6 2 一。，。 s 2 l 2 鹕毒2 哪f 瓦简2 邓2 l + 鹕f 瓦丽 = 仍1 + 乞 ( 2 - 3 6 ) 实际上式( 2 - 3 5 ) 和( 2 3 6 ) 所定义的两种9 与式( 2 - 3 4 ) 的仍。差别便是欲测特征 相移时由于实际所测的量不完全符合定义和条件所带来的失配误差【1 4 】【1 5 1 ，用占表 之，分别为： 铲鹕盎 岛2 鹕f 瓦丽 只有当t = 0 或者l = r g - - 0 时，失配误差毛或乞才不存在 同理测量差值相移时，正确的对象应为 1 6 ( 2 - 3 7 ) ( 2 - 3 8 ) 第二章测试基本理论 晚。= 仍。一硝。= a 坞孕 s 2 l 但若通过测量式( 2 - 3 5 ) 配误差为： 。一。，。1 一s ；2 r 工 铲鹕西麓 ( 2 - 3 9 ) 定义的呐的终值和始值之差作为仍。，所引入的失 ( 2 - 4 0 ) 但若通过测量式( 2 3 6 ) 定义的的终值和始值之差作为仍- ，所引入的失 配误差为： ( 1 一r ：r ；) ( 1 一s ；2 r 上) 铲鹕f 市疏 所以足见失配误差的表示式随具体情况而异。 2 3 本章小结 ( 2 - 4 1 ) 本章主要介绍网络散射参数的定义、网络的级联和网络传输参量特别是衰减 和相移的测量，包括衰减和相移的基本定义，并简单介绍其失配误差对系统的影 响，对后续整个系统的设计提供了理论依据。 1 7 电子科技大学硕士学位论文 第三章测试系统的设计 3 1 系统总体设计框图 图3 - 1 极低电平幅度一致性双路测试系统总体设计 图3 1 为本论文研制的极低电平幅度一致性双路测试系统的总体设计框图。由 信号源提供入射信号，由双路功分器将信号平分到两个支路，一路接主路电调衰 减器彳n ，利用开关改变电调衰减器的偏置电压，从而改变电调衰减器的衰减量， 后接定向耦合器d c l ，使经过主路电调衰减器的信号分别通过d c l 的耦合臂和直 通臂，耦合臂输出信号后接固定衰减器a 1 和a 2 ，输出端口为测试端口，直通 臂输出信号接到1 8 0 。电桥的输入端1 2 1i n l ；另一路接辅路电调衰减器彳。，利用偏 置电压控制电调衰减器的衰减量，后接定向耦合器d c 2 ，使经过辅路电调衰减器 的信号分别通过d c 2 的耦合臂和直通臂，耦合臂输出信号后接固定衰减器a 3 和 a 4 ，输出端口为测试端口，直通臂输出信号接到1 8 0 。电桥的输入端口i n 2 。电 桥的端接匹配负载，进入i n l 和i n 2 的信号通过1 8 0 。电桥的端输出。检波 器d 对从端输出的信号检波，将检波出的直流信号经过差分放大器进行比较放 1 8 第三章测试系统的设计 大，差分放大器输出端包含两路幅度变动的直流放大信号，通过这个信号控制辅 路电调衰减器a ，的衰减量，即主路电调衰减器每调一档，另一路部会通过自动电 平跟踪环路来跟踪，自动调节双路信号的幅度一致性。 3 2 测试系统组件的选择 本系统设计的目标是摊制丰路衰减量来改变主路信号，而这个改变的信号会 反馈到辅路，使辅路信号改变，从而跟踪丰路信号的变化。为了便于分析，组件 选择可以分为主路和辅路两部分。 3 2 1 主路组件的选择 由上节系统总体设计方案中，可以看到主路信号是由信号源经功分器一个输 出端送出。这里的功分器我们采用t i g e r 的t g p - a 0 2 2 1 ，实物如图3 2 所示。 图32 功分器 它主要是在通信、电子对抗、雷达、导航、测试和测量系统 】，用于2 路微 波信号的分配和合成。具体指标如下表3 - 1 所示： 表3 - 1 功分器性能指标 f r e q u e n c yi n p u to u 中u ta m p l i t u d e p h a s e r a n g e v s w rv s w rb a i a n t eb a l a n c e 04 d bl3 0= o2 d b l 2 。 s m a f 功分器是整个系统的输入级，它的输八端口匹配情况尤其重要，所以在系统 的测试频带上测量它的输入驻波比，如图3 ，3 所示，可以看到输入驻波比最大处 攫置 电子科技大学硕士学位论文 为11 0 4 ，输入端口匹配非常好。功分器将信号平分分别进入主路和辅路，图3 - 4 可知两路不平衡度小于0 1 招。 r 盘 1 _ i j i l n 一一 、+ 一r 一一 l l 烹 l ：一 i 2 j 9 1 i e ：b 、l 一 司：= l 3 3 3 信号由功分器一个输出端送到主路，在这里主要工作是对信号进行衰减控制， 要求每次变化重复性高，差值小，类似实现程控步进衰减嚣功能。但由于可供选 第三章铡试系统的设计 择的程控衰减器相移变化不稳定，故选择用电调衰减器来实现这个功能。 微波电调衰减器作为种控制器已被广泛应用于雷达、电子对抗、通信等各 类微波系统中。p i n 二极管和g a a s m e s f e t 均可用来制作电调衰减器，但p i n 二 极管在耐功率性能、低损耗等方面有显著的优点，特别是p e n 二极管由于其具有 极小的寄生电参数，因而在微波低损耗电路中更显优势。p i n 屯调衰减嚣是一种电 流控制器件其原理是基于p i n 二极管结电阻随加于其上的电流的改变而改变的 特性。和p i n 开关的二极管不同，p i n 电调二极管田于i 层相对较厚，结电阻随电 流增大而变小的速度比开关二极管慢得多，当结电阻降到3 欧姆时，大约需要5 2 5 m a 电流，而开关二极管只需2 1 0 m a 电流即可。 电调衰减器的主要参数定义： 1 动态范围；指最大衰减量与最小衰减量分贝数之差，最小衰减量又称插入损 耗。 2 平坦度：指在规定频带内衰减量的起伏。 3 线性度：对模拟控制而言，指衰减量与控制电压( 或电流) 变化的线性程度。 4 精度：指实际衰减量与标称衰减量的误差。 阌薷 滋 圈3 - 5 电调衰减器实物 这里我们选用5 5 所提供的电调衰减器实物如图3 - 5 所示。在主路要求实 现步进功能，用开关分别控制6 个电位器，导通和关闭两个状态改变其连入电路 的电阻，从而改变输出端电压，进而调整电调衰减器的衰减量，如图3 - 6 所示。 电子科技大学硕士学位论文 幽3 - 6 控制开关实物 控制开关的结构如图3 7 所示- 合理选择r 0 r 7 的阻值，使输日j 电压u 驯为 系列离散均匀变化的值。 目3 7 控制开关结拘 将开关阵输出端乩。，连接到电调衰减器控制端，通过矢量网络分析仪测试其 第三章测试系统的设计 是，得出一组乩。，一j 是数据，并绘出曲线如下图3 - 8 所示。由图可以看出u o 。在 3 3 0 m v 1 0 0 0 m v 范围内为线性区，所以将控制电压设置在这个区间。 卢 | 1 7 7 ，。 j j 。 j - ，一，- 3 0 0 4 0 0s 0 0 e 7 0 08 0 09 0 010 0 01 10 0 u o u t = ( m v ) 圈3 - 8 屯调衰减嚣衰减曲线 信号经过电调衰减器后，选择定向耦合器对信号进行取样6 】。 在这里我们选择t i g e r 的t g d a 1 2 0 1 1 0 ，实物如图3 - 9 所示，具体指标如表 3 - 2 所示。 隰 溺蔫瓣 阁39 定向耦台器实物 一曙一i一 电子科技太硕士学位论文 f r e q u e n c y i n s e r t i o n c o u p l i n g 苫诤胃 d i r e c t i v i t ya m p l i t u d ec o n n e c t o r r a n g e b a l a n c e 08 - 25 g h z05 d b1 0 d b12 02 0 d b07 d b s m a k 信号一路经过定向耦台器耦合臂输出，后接固定衰减降低信号电平，使其达 到预期1 0 0 d b m 蛆下，接测试电缆进行检测：另一路通过直通臂送到1 8 0 。电桥输 入端i n l 。下图3 - l o 图3 1 2 分别为定向耦合器的耦合度、隔离度和插损的测试 结果，由图可看出11 5 g h z 时，方向性系数为3 7 d b 。 幽3 1 0 定向耦台器祸台度 謦b i 击_ = l 闺3 1 1 定向祸台器隔离度 第三章测试系统的设计 3 2 2 辅路组件的选择 图3 一1 2 定向耦台器插损 信号经双路功分器一路送到主路，另一路送到辅路。辅路信号同样接一个电 调衰减器控制衰减量，之后也用定向耦合器取样，信号分别从耦合端和直通端输 出，耦合端口接固定衰减器，输出口做测试端，而从直通端输出的信号直接送到 】8 0 。屯桥i n 2 端。在主路组件选择中讲到，从主路定向耦合嚣直通臂输出信号送 到1 8 0 。电桥i n l 端。至此主路和辅路信号加到电桥的两个输入端。电桥实物如图 3 1 3 所示。 电子科技大学硕士学位论文 图3 - 13 电桥实物 信号从i n l 和i n 2 端口输入，到达输出口端和端，在端两信号为同相 即相加，在端两信号有18 0 。相移，即反向相减，1 8 0 。电桥网络特性就是一个 和差网络，在端信号叠加，端信号相减。下图3 - 1 4 为1 8 0 。电桥i n i & i n 2 到 输出端的相移曲线。从图可知两信号到输出端相移偏差几度，性能良好，符 合系统要求。 ：5 00 0m i n i 一详：! 圈 l 【 霉隧 ： 图3 1 4 电桥两路相移差 第三章测试系统的设计 信号经过电桥后，需要对它进行检波，检出的直流信号送到运算放大器，可 见检波器的性能对整个系统的灵敏度有很大影响。下面表3 3 列出了检波器的测 试数据。 表3 - 3 检波器测试数据 p i n ( d b m ) 0- 3691 2- 1 51 8 2 1 2 4 i u o u t l ( m v ) 2 0 51 3 78 95 53 21 7942 除了检波器的灵敏度外，还要分析下检波器的另一个性能指标平方律范围。 平方律范围是在输入信号电平不超过一定限度时，上述检波器灵敏度保持不变， 在输出电压与输入功率之间具有线性关系。而保持这种直线关系的最大信号限度 与检波器的外接负载情况有关。若在检波器输出端并联个数十j | q 电阻，平方律 范围上限可以明显提高。但是加入平方律负载后，由于检波器内阻的存在，将使 输出电压明显降低。 由于测试系统要求细微调节，所以检波器后应使其并联电阻大，减小由于检 波器内阻的分压。这里采用后接电压跟随器，因为电压跟随器输入电阻非常大， 使得运放做电压跟随器时，有很好的隔离，这样可以很好的消除检波器内阻的分 压。 如图3 1 5 所示为电压跟随器基本电路结构【1 7 1 【18 1 ，输出电压k 和输入电压v j 大 小相等，极性相同。 图3 - 1 5 电压跟随器基本电路 由于检波出来的直流电压为负，跟随器极性也为负，而电调衰减器的控制电 压要求为正，所以采用反向加法器电路对它进行放大处理，反相加法器电路如图 电子科技大学硕士学位论文 3 1 6 所示，它属于反相输入组态。由理想运放的两个重要法则知： k = 叱= 0 ，f - = 0 ，由此可得 = 一q 睁薏) 锰 图3 1 6 反向加法器基本电路 在这里v f 。为跟随器的输出电压，m ：为一个参考电压，由一个1 七q 电位器进 行调整。 第一级和第二级运放都采用n a t i o n a ls e m i c o n d u c t o r 的l f 3 5 1 型宽带放大器。 l f 3 5 1 引脚如下图3 1 7 所示。 u 验 图3 - 1 7l f 3 5 1 引脚图 皂j w 叮 一一1 v 雅 第三章测试系统的设计 表3 - 4 电阻阻值 r 11 豇q r 23 5 0k 9 2 r 31 尼q ( 电位器) r 4l 七q r 51 七q r 62 0 0q r f5 0k q 最终电路图如图3 1 8 所示，并在每个运放1 脚和5 脚都加一个l o k f l 电位器 调零。电阻阻值如表3 - 4 所示。信号通过运算放大器，直接控制辅路电调衰减器， 从而调整辅路信号的大小。 图3 - 1 8 最终电路图 电子科技大学硕士学位论文 3 3 测试系统工作状态以及e m c 问题的考虑 图3 1 9 系统原理 上图3 1 9 为系统原理匿，可以看出系统主要由两条支路组成，一路为主路一 路为辅路，这里分析一下主路和辅路信号大小对系统工作状态的影响。 当主路信号大，辅路信号小时，由于两路由同一信号源经等分功分器送出， 即主路衰减小，辅路衰减大。此时若| 圪蹿| 增加，经过运算放大器怎也会增加， 辅路由于控制电压增加衰减加大，从而导致匕减小，由于匕 ，f a l = 匕一减小，经过检波后，f i 也减小，而开始f l 增 加，使 ! 譬镰小幅增加，从瑟达到平衡。这种工作状态比较稳定。 由上面分析可知，系统应该工作在第二种工作状态下。假设主路初始衰减 如o _ - - 3 d b ，辅路初始衰减 o 兰2 d b ，此时匕 ，存在一个i | = 一o ， 第三章测试系统的设计 所以o ，调节i l ，使有足够大的控制4 为一合适的值，进而使得 匕。当主路衰减如增大到4 扭，减小，l l = 匕一增加，随之i i 和 也增加，进而匕也减小，实现辅路跟随主路变化而变化。当主路衰减如减小， 但是要保证己 ，情况和主路衰减增大一样，辅路会随主路变化而变化，至 此系统可以实现两路幅度一致。 下面讨论一下系统设计过程中e m c 和e m i 问题的考虑。 本系统是对极低电平的双路一致性测试，这里的电平已经低到1 0 0 d b m 以下， 任何一个漏场或者串扰信号都可能影响最终测试结果。首先对漏场等干扰对测试 的影响进行分析。 设由信号源经过测试衰减器而到达输出端所接检测装置的有用信号幅度为 6 ，另外由信号源的漏场直接耦合到该检测器，或者由其他不应有途径( 特别在 双路或多路测量系统中) 反向倒流或串入该检测器的干扰信号为玩，后者便要影 响以的读数。由于6 和6 ，之间的相位均可能由于电路的改变而变化，并且一般难 以得知其实际的相位差，6 ，的影响通常便以它与如同向或者反向相加两个极端情 况来考虑。故由夙造成的极限误差为： a a z = 2 0 l g 瞥划g 州卜 现将以分贝表示的干扰信号相对大d , y oi b , 1 l l b ：i 为横坐标、绘出a a l 的正负极 限值曲线如图3 2 0 。由图可见，6 ，所引起的误差相当显著；如欲使它所造成的误 差小于o 1d b ，干扰信号至少要比正常信号低4 0 d b 。这对测量大衰减时更加重要。 例如在测试电路接有1 5 d b 的电源隔离衰减器，1 5 如的检测系统隔离衰减器，当 测量6 0 d b 的衰减时，由信号源到检测器的正常途径中的总衰减量会达到9 0 d b 左 右，于是漏场或其他串扰途径中必须具有高达1 3 0 d b 的衰减量，才能使误差 0 1 招。当测量小衰减时，由于要求削，更加要小，故对漏场的屏蔽及串扰的隔 离也不能放松。 电子科技大学硕士学位论文 i i 划t b 2 1 ( c t b ) 圈3 2 0 漏场引起的测衰减误差 经过分析漏场对系统影响，可以看出信号源输出动率应该大。这样将会有两 个好处，一个好处是通过1 8 0 。电桥输出的差值比较大，那么检波出来的检波电 压也大，这样对